射頻接收單元以及包括該射頻接收單元的磁共振成像設備的制造方法

射頻接收單元以及包括該射頻接收單元的磁共振成像設備的制造方法
【專利摘要】本發明提供了一種射頻接收單元和包括該射頻接收單元的磁共振成像設備，其中，前述射頻接收單元包括混頻器、變壓器和模擬運算放大器。混頻器將射頻信號下變頻到中頻，得到中頻信號。變壓器連接所述混頻器，放大所述中頻信號的電壓。模擬運算放大器連接所述變壓器，且放大所述中頻信號。所述射頻接收單元可用更低的功耗實現所需的高動態范圍。
【專利說明】
射頻接收單元從及包括該射頻接收單元的磁共振成像設備
技術領域
[0001] 本發明主要設及信號處理領域，尤其設及一種射頻接收單元，本發明還設及一種 磁共振成像設備，其包括前述的射頻接收單元。
【背景技術】
[0002] 磁共振成像（MRI，Ma即etic Resonance Imaging)是核磁共振的重要應用領域，如 今磁共振成像設備已成為醫學臨床診斷和基礎科學研究的主要工具之一。磁共振成像儀的 基本原理是將人體置于特殊的磁場中，用無線電射頻脈沖激發人體內氨原子核，引起氨原 子核共振，并吸收能量。在停止射頻脈沖后，氨原子核按特定頻率發出射電信號，并將吸收 的能量釋放出來，被體外的接受器收錄，經計算機處理獲得圖像。
[0003] 磁共振成像設備中，射頻系統是實施射頻激勵并接收和處理射頻信號的功能單 元。射頻系統包括射頻發射單元和射頻接收單元。射頻發射單元在時序控制器的作用下， 產生各種符合序列要求的射頻脈沖的系統。射頻接收單元在時序控制器的作用下，接收人 體產生的磁共振信號。
[0004] 磁共振成像設備中的射頻接收單元借鑒了通信領域的射頻接收單元基本結構，一 般地包括模擬混頻、射頻放大器等結構。由于從射頻接收單元最前端的射頻接收線圈感 應得到的信號都極其微弱，為了將信號放大到適應后端的模數轉換器的動態范圍，至少需 要兩級放大。射頻接收單元將接收的射頻信號模擬混頻至相對低一些的頻段（例如大約 50MHz)之后用射頻放大器進行放大W及隔離跟隨。但射頻放大器屬于高功耗器件（工作電 流達到一百HlA左右），因而會造成接收電路功耗整體較高。同時一方面可能增加額外的散 熱結構件的成本，另一方面帶來的發熱問題會降低電路板的穩定性和壽命。
[0005] 在儀器儀表領域W及某些通信領域的射頻接收單元中，同樣存在降低接收電路功 耗的需求。

【發明內容】

[0006] 本發明要解決的技術問題是提供一種射頻接收單元，可用更低的功耗實現所需的 高動態范圍。
[0007] 為解決上述技術問題，本發明提供了一種射頻接收單元，包括混頻器、變壓器和模 擬運算放大器。混頻器將射頻信號下變頻到中頻，得到中頻信號。變壓器連接所述混頻器， 放大所述中頻信號的電壓。模擬運算放大器連接所述變壓器，且放大所述中頻信號。 W08] 可選地，所述射頻信號的載波頻率為50-300MHZ，所述中頻信號的頻率為 0. 5-20MHZ。可選地，所述中頻信號的頻率為0. 5-lOMHz。
[0009] 可選地，射頻接收單元還包括窄帶濾波器，其連接于所述混頻器的輸入端，用于抑 制雜散和噪聲。
[0010] 可選地，射頻接收單元還包括匹配網絡，連接于所述混頻器和所述變壓器之間。匹 配網絡可W將功率最大效率地從所述混頻器傳輸到所述變壓器。
[0011] 可選地，射頻接收單元還包括初級低噪聲放大器，連接在所述射頻接收單元的射 頻接收線圈和所述混頻器之間。
[0012] 可選地，射頻接收單元還包括次級放大器，連接在所述初級低噪聲放大器和所述 混頻器之間。
[0013] 可選地，所述模擬運算放大器被配置成在數據采集時設定為打開狀態W及在未進 行數據采集時設定為關斷狀態。
[0014] 可選地，所述混頻器為無源混頻器。
[0015] 可選地，所述變壓器的數量為一個或多個。
[0016] 可選地，所述模擬運算放大器的數量為一個。
[0017] 可選地，所述射頻信號為單端信號或差分信號。
[0018] 本發明還提出一種磁共振成像設備，包括一射頻系統，所述射頻系統包括如上所 述的射頻接收單元。
[0019] 與現有技術相比，本發明具有W下優點：
[0020] 1)顯著降低電路功耗，進而提升電路硬件的可靠性，包含穩定性和壽命；
[0021] 2)節約額外的用于散熱的結構件成本，至少可W降低接收電路硬件散熱措施的難 度；
[0022] 3)可W通過單電源對模擬運算放大器進行供電，降低系統設計的外部供電要求， 降低設計復雜度W及多電源供電帶來的額外成本；
[002引 4)由于工作電路熱耗越小，工作溫度越低，模擬器件的性能越好，因此低功耗的電 路結構也有助于提升射頻接收電路的噪聲系數指標，進而提高整體動態范圍。
【附圖說明】
[0024] 圖1示出本發明第一實施例的射頻接收單元。
[00巧]圖2是本發明一實施例的模擬接收電路的結構框圖。 陽0%] 圖3是本發明一實施例的模擬接收電路的電路圖。
[0027] 圖4是本發明一實施例的變壓器組合結構圖。
[0028] 圖5是本發明另一實施例的模擬接收電路的電路圖。
[0029] 圖6是本發明第二實施例的射頻接收單元。
【具體實施方式】
[0030] 為讓本發明的上述目的、特征和優點能更明顯易懂，W下結合附圖對本發明的具 體實施方式作詳細說明。
[0031] 在下面的描述中闡述了很多具體細節W便于充分理解本發明，但是本發明還可W 采用其它不同于在此描述的其它方式來實施，因此本發明不受下面公開的具體實施例的限 制。
[0032] 通常而言，模擬混頻器下變頻后的中頻（I巧的頻率在仍高達幾十MHz,由于射頻 (R巧放大器可W適應較高頻率范圍的信號放大，一直作為射頻接收的基本部件。因此傳統 射頻接收單元中模擬混頻器和射頻放大器組合的基本結構能夠有效放大信號，滿足后級模 數轉換器大動態范圍的要求，但其代價是功耗也較高。本發明的實施例描述一種射頻接收 單元，它可W不必使用大功耗的射頻放大器。
[0033] 第一實施例
[0034] 圖1示出本發明第一實施例的磁共振成像設備的射頻接收單元。參考圖1所示，射 頻接收單元100將放在磁共振成像設備射頻接收鏈中描述。射頻接收單元100包括射頻接 收線圈101、低噪聲放大器102、窄帶濾波器103 W及模擬接收電路104。射頻接收單元100 通過射頻接收線圈101接收射頻信號，經過處理后傳輸給后級的數字處理及控制電路200。 在射頻接收單元100中進行的是混頻及信號放大。低噪聲放大器102進行初級放大，然后 在模擬接收電路104進行混頻及進一步放大。在模擬接收電路104之前設置窄帶濾波器， W抑制雜散和噪聲。舉例來說，比如，射頻信號的頻率為64MHz，模擬接收電路104中混頻的 本地振蕩信號的頻率為65MHz，經過混頻之后會有IMHz的目標中頻信號。不過，頻率66MHz 處的噪聲/干擾/雜散也會被本地振蕩信號混頻到IMHz，因此需要在混頻之前通過一個窄 帶濾波器104使得64MHz信號通過而將66MHz過濾。窄帶濾波器104的帶寬可W根據具體 情形設置。
[00對圖2是本發明一實施例的模擬接收電路的結構框圖。參考圖2所示，模擬接收電 路104主要包括混頻器201、變壓器202 W及模擬運算放大器203,=者依次連接。混頻器 201負責將射頻信號下變頻至中頻，中頻IF = I LO-RFI )，LO為本地振蕩信號的頻率。混頻 器201的本地振蕩信號由外部輸入。可W理解，混頻器201同時會產生額外的高頻鏡像（HF =L0+RF)，運部分不是所需的信號。
[0036] 混頻器201輸出的中頻信號將被進行放大。傳統射頻接收單元通常使用射頻放大 器，但是，如果選擇合適的本地振蕩信號，將經過混頻器201后的中頻的頻率控制在合適的 頻率，就可W避免使用大功耗射頻放大器，而可W改用本實施例的模擬運算放大器203。具 體來說，可W設置合適的本地振蕩信號，W將經過混頻器201后的中頻（I巧的頻率控制在 合適的低頻率。一方面，運一低頻率需要適應模擬運算放大器中對大信號擺率的限制。另一 方面，由于模擬運算放大器203都有自身引入的低頻1處噪聲，且頻率越低該噪聲越嚴重， 因此中頻的頻率受到低頻1/f噪聲拐角頻率的限制又不能過低。
[0037] 混頻器201接收的射頻信號，頻率通常在50-300MHZ之間。相應地，混頻后的中頻 可W在0. 5MHZ-20MHZ之間選取。較佳地，混頻后的中頻在0. 5MHZ-10MHZ之間選取。
[0038] 不同模擬運算放大器能夠工作的最高頻率有所不同，因此可W根據具體模擬運算 放大器203來選取合適的中頻。舉例來說，模擬運算放大器203的低頻1/f噪聲的邊界頻 率小于1曲Z。根據輸入射頻頻段的上下限RFmiyRFmgx,(其中，RFmm為下限，RFmgx為上限） 選擇合適的本振頻率L0,得到輸出中頻頻段的上限IFm。、。
[0039] 若 L0<RFmm，IFmax= RF max - LO ; 陽040]若 L0〉RFmax，IFmax= LO-RF m";
[0041] IFm。、要求大于模擬運算放大器的低頻1處噪聲邊界頻率；
[0042] IFm。、要求小于由于模擬運算放大器自身擺率（SR)，W及輸入信號s(t)峰峰值 (Vpp)的限制帶來的大信號上限頻率fmax要求：
[0043]
[0044]
[0045]
[0046] 舉例：若 SR = lOOV/us，化P = 2. 7V，則得出：IFmax<ll. 8MHz。
[0047] 模擬運算放大器203可W放大中頻信號的功率。不過需要指出的是，由于后級電 路中的模數轉換器只識別電壓，而不是功率，因此不用消耗額外的靜態功耗進行功率放大， 而使用變壓器202來放大電壓，也可W達到很高的電壓增益和較小的等效輸入電壓噪聲。
[0048] 本實施例中，變壓器202設置在混頻器201和模擬運算放大器203之間。變壓器 202在最大信號輸入的情況下最好可W將電壓放大到后級電路中模數轉換器的模擬輸入滿 量程附近。同時鑒于模擬運算放大器203的噪聲系數普遍差于射頻放大器，變壓器202的 另外一個作用是降低模擬運算放大器203帶來的等效輸入噪聲，即從變壓器202源端輸入 口向后看，理論上的等效輸入噪聲電壓為模擬運算放大器203輸入端噪聲電壓的1/M。而假 若將變壓器202置于模擬運算放大器203輸出之后，則模擬運算放大器203引入的噪聲功 率電壓會被放大M倍，進而惡化整個鏈路的噪聲系數。本實施例變壓器202與模擬運算放 大器203的組合在小于IOMHz的中低頻段的噪聲系數可W不差于射頻放大器。 W例作為示例，圖3是本發明一實施例的模擬接收電路的電路圖。參考圖3所示，Ul為 混頻器201，LI, Cl, C2組成匹配網絡，Tl為變壓器202, U2為模擬運算放大器203。運一電 路適應于射頻信號為單端信號的情形。
[0050] 由于混頻器201為射頻器件，其輸出源阻抗為ZO狂0 -般為50ohm)，因此為了與后 端的模擬器件銜接需要配備匹配網絡，目的是從IF處向后看的等效阻抗也為Z0。
[0051] 此外，電容C3用于隔離直流信號。C4為旁路電容，置于U2的供電電源口。
[0052] 電阻R1，R2，R3為U2的輸入提供合適的直流偏置電壓，即U2正負供電電壓差的一 半附近。其中Rl和R2類似于分壓電阻，R3則用于補償U2正輸入端的靜態偏置電流帶來 的偏置電壓的偏差。Rl和R2的并聯R1//R2等效到Tl的源級輸入處為Rcff= R1//R2/M2， 若Tl為理想則Rwf= Z0,若非理想，則需要LI, Cl, C2組成的LC匹配網絡將非理想性補償 回來，最終是要保證從Ul的IF輸出向后看時，在IF頻段的S參數中的Sll能得到良好匹 配，即將反射功率降到最低。
[0053] 模擬運算放大器U2與反饋電阻R4 W及補償電容巧一起形成了閉環增益為1的跟 隨級，同時由于U2的極高輸入阻抗和極低的輸出阻抗，它同時也起到信號隔離的作用。另 夕F，由于該級為射頻接收單元100的末級，對于其自身引入的附加噪聲要求并不苛刻，因此 模擬運算放大器可W被列入末級放大的選擇范疇。但U2的噪聲仍需要盡量的低。
[0054] 電容C6作為隔直電容，防止U2會被負載帶走一部分靜態功耗。電阻R4作為U2 輸出的串聯電阻可W增加 U2電路的閉環穩定性，同時也可W在U2輸出峰值電壓較大的情 況下將ADC輸入峰值電壓調整到合適的范圍內，使其不至溢出。 陽化日]在電路中還包括與模數轉換器（ADC)銜接的電路T2和F1。T2為己倫電路，可W 是電流型的，也可W是如圖中所示電壓型的。T2起到將單端信號轉為差分的作用，與后端的 抗混疊濾波器（為低通濾波器）Fl用于和高速ADC模擬差分輸入進行匹配。
[0056] 在圖3中，變壓器Tl的數量既可W是一個，也可W是如圖4所示的多個變壓器的 組合。
[0057] 圖5是本發明另一實施例的模擬接收電路的電路圖。參考圖5所示，Ul為混頻器， LI, Cl, L2和C2組成匹配網絡，Tl為變壓器，U2為模擬運算放大器。本實施例與圖3所示 實施例的主要不同之處在于，LI, L2, Cl, C2,與Tl共同組成了匹配/濾波網路。運一電路適 應于輸入的射頻信號為差分信號的情形。
[0058] 模擬運算放大器203較佳地被配置成在數據采集時設定為打開狀態，W及在未進 行數據采集時設定為關斷狀態，W便進一步降低功耗。舉例來說，可W使用外部的控制信號 進行運一配置。回到圖1所示，數字信號處理及控制電路200可W根據重建軟件對于采集 數據的需求，在不采集數據時發出控制信號關斷模擬運算放大器203,僅在采集數據時發出 控制信號打開模擬運算放大器203。
[0059] 因此總結本發明的獨創性為：設置合適的本振化0)頻率，通過無源衰減器將射 頻信號降至相對較低的頻段，再通過變壓器陣列進行電壓放大，最后由單電源供電的帶關 斷模式的低噪聲模擬運算放大器進行跟隨和隔離，W適應ADC的動態范圍W及顯著降低功 耗。混頻器和變壓器陣列之間通過LC匹配網絡進行匹配，最終實現鏡像抑制，W及等效噪 聲抑制。
[0060] 在本實施例中，混頻器201的實施方式包括模擬混頻器和數字的硬核乘法器。模 擬混頻器進一步包括無源混頻器和有源混頻器。為了降低功耗，較佳地選擇無源混頻器。
[0061] 在本實施例中，模擬運算放大器203較佳地使用低噪聲模擬運算放大器。舉例來 說，可W選擇ADI公司的ADA4898-1，或者TI公司的LM冊624。
[0062] 在本實施例中，變壓器202較佳地選擇射頻變壓器。
[0063] 本實施例的射頻接收單元將普遍應用于射頻電路的混頻器與普遍應用于模擬寬 度小信號檢測電路的模擬運算放大器進行巧妙的銜接，運樣就可W實現極低的功耗。同時， 模擬運算放大器與變壓器合用之后就可W實現與射頻放大器相當的動態范圍。
[0064] 第二實施例 陽0化]圖6示出本發明第二實施例的磁共振成像設備的射頻接收單元。參考圖6所示， 射頻接收單元300包括射頻接收線圈301、低噪聲放大器302、窄帶濾波器303、模擬接收電 路304、射頻開關矩陣305 W及次級放大器306。射頻接收單元300通過射頻接收線圈301 接收射頻信號，經過處理后傳輸給后級的數字處理及控制電路200。在射頻接收單元100中 進行的是混頻及信號放大。低噪聲放大器302進行初級放大，在次級放大器306中進行次 級放大。窄帶濾波器303在混頻前過濾雜散和噪聲。在模擬接收電路304中進行混頻及進 一步放大。在射頻開關矩陣305選擇所需的射頻通道。
[0066] 本實施例與第一實施例的主要區別在于增加了射頻開關矩陣305 W及次級放大 器306,其他細節與第一實施例相同，在此不再寶述。
[0067] 本發明的上述實施例的射頻接收單元，與已知射頻接收單元相比具有如下優點：
[0068] 1)顯著降低電路功耗，進而提升電路硬件的可靠性，包含穩定性和壽命；
[0069] 2)節約額外的用于散熱的結構件成本，至少可W降低接收電路硬件散熱措施的難 度；
[0070] 3)可W通過單電源對模擬運算放大器進行供電，降低系統設計的外部供電要求， 降低設計復雜度W及多電源供電帶來的額外成本；
[0071] 4)由于工作電路熱耗越小，工作溫度越低，模擬器件的性能越好，因此低功耗的電 路結構也有助于提升射頻接收電路的噪聲系數指標，進而提高整體動態范圍；
[0072] 5)若選用帶關斷功能的模擬運算放大器，則可W數據采集W外的空閑時間控制模 擬運算放大器，使其處于斷電狀態，運樣就可W實現接收電路的低功耗。運對于真正采集數 據的時間相對于空閑時間比例極小的應用場景十分有利，可W實現微功耗。
[0073] 本發明的射頻接收單元可W用于磁共振領域、儀器儀表領域（例如示波器）、通訊 領域W及其他合適的領域。
[0074] 雖然本發明已參照當前的具體實施例來描述，但是本技術領域中的普通技術人員 應當認識到，W上的實施例僅是用來說明本發明，在沒有脫離本發明精神的情況下還可作 出各種等效的變化或替換，因此，只要在本發明的實質精神范圍內對上述實施例的變化、變 型都將落在本申請的權利要求書的范圍內。
【主權項】
1. 一種射頻接收單元，包括： 混頻器，將射頻信號下變頻到中頻，得到中頻信號； 變壓器，連接所述混頻器，放大所述中頻信號的電壓；以及 模擬運算放大器，連接所述變壓器，放大所述中頻信號。2. 如權利要求1所述的射頻接收單元，其特征在于，所述射頻信號的載波頻率為 50-300MHZ，所述中頻信號的頻率為0. 5-20MHZ。3. 如權利要求2所述的射頻接收單元，其特征在于，所述中頻信號的頻率為 0.5-10MHz〇4. 如權利要求1所述的射頻接收單元，其特征在于，還包括窄帶濾波器，其連接于所述 混頻器的輸入端，用于抑制雜散和噪聲。5. 如權利要求1所述的射頻接收單元，其特征在于，還包括匹配網絡，其連接于所述混 頻器和所述變壓器之間。6. 如權利要求1所述的射頻接收單元，其特征在于，還包括初級低噪聲放大器，連接在 所述射頻接收單元的射頻接收線圈和所述混頻器之間。7. 如權利要求6所述的射頻接收單元，其特征在于，還包括次級放大器，連接在所述初 級低噪聲放大器和所述混頻器之間。8. 如權利要求1所述的射頻接收單元，其特征在于，所述模擬運算放大器被配置成在 數據采集時設定為打開狀態以及在未進行數據采集時設定為關斷狀態。9. 如權利要求1所述的射頻接收單元，其特征在于，所述混頻器為無源混頻器。10. 如權利要求1所述的射頻接收單元，其特征在于，所述變壓器的數量為一個或多 個。11. 如權利要求1所述的射頻接收單元，其特征在于，所述模擬運算放大器的數量為一 個。12. 如權利要求1所述的射頻接收單元，其特征在于，所述射頻信號為單端信號或差分 信號。13. -種磁共振成像設備，包括一射頻系統，所述射頻系統包括如權利要求1-12任一 項所述的射頻接收單元。
【文檔編號】G01R33/36GK105988096SQ201510074033
【公開日】2016年10月5日
【申請日】2015年2月12日
【發明人】關曉磊, 周建帆, 夏翔
【申請人】上海聯影醫療科技有限公司