比較電路及傳感器裝置的制造方法

比較電路及傳感器裝置的制造方法
【專利摘要】本發明題為比較電路及傳感器裝置。提供除去比較電路中的比較器的偏置電壓的影響并且在高溫中也能得到高精度的比較判定結果的比較電路。比較電路具備：比較器，具有經由第一電容輸入第一輸入電壓并經由第三電容輸入第三輸入電壓的第一輸入端子、經由第二電容輸入第二輸入電壓并經由第四電容輸入第四輸入電壓的第二輸入端子、和輸出端子；第一開關，其一端與第一輸入端子連接，在采樣相位導通而將第一輸入端子的電壓作為輸出端子的電壓；以及第二開關，其一端與第二輸入端子連接，在采樣相位導通而將第二輸入端子的電壓作為基準電壓。
【專利說明】
比較電路及傳感器裝置
技術領域
[0001]本發明涉及高精度比較電壓的大小的比較電路及具備比較電路的傳感器裝置。
【背景技術】
[0002]電子電路一般比較多個電壓，作為判定其大小的電路使用比較電路(例如，參照專利文獻I)。
[0003]在圖7示出現有的比較電路的一個例子的電路圖。現有的比較電路使用比較器(comparator)，判定兩個輸入電壓的差值的電壓是比既定電壓大或小。在該比較中，比較器所具有的偏置電壓(輸入偏置電壓)或噪聲成為誤差的因素，從而存在精度下降這一問題。上述輸入偏置電壓作為一個例子因比較器的構成輸入電路的元件的特性偏差而產生。另外上述噪聲因構成電路的單個晶體管所具有的閃變噪聲或單個晶體管、電阻元件所具有的熱噪聲而產生。
[0004]為了減少前述比較器所具有偏置電壓的影響，圖7所示的比較電路成為以下的結構。比較電路具有:比較器15;連接在比較器15的反相輸入端子N13與輸出端子之間的開關S13;連接在比較器15的反相輸入端子NI3與輸入端子NI I之間的電容13;連接在比較器15的同相輸入端子N14與比較電壓輸入端子Nref 10之間的開關S14;連接在比較器15的同相輸入端子N14與連接點N141之間的開關511;連接在輸入端子附2與連接點附41之間的電容14;以及連接在連接點N141與比較電壓輸入端子NlO之間的開關S12。在此，將比較電壓輸入端子NlO的電壓設為VO，將比較電壓輸入端子NreflO的電壓設為Vref，將輸入端子NI I的電壓設為VI，將輸入端子N12的電壓設為V2，將比較器15的反相輸入端子N13的電壓設為VN，將比較器15的同相輸入端子N14的電壓設為V4，將比較器15的輸出端子的電壓設為Vo。另外，將比較器15的輸入偏置電壓設為Voa。
[0005]圖7的比較電路被如圖8所示控制開關Sll?S14而進行動作。動作的一個周期由采樣相位(samp Ie phase) Φ I和比較相位Φ 2構成。在采樣相位Φ I中，開關SI I截止，開關SI 2?S14導通。在比較相位Φ 2中，開關Sll導通，開關S12?S14截止。另外，附在各連接點或端子的電壓的末尾的Φ I或Φ 2分別表示采樣相位Φ I或比較相位Φ 2中的電壓。
[0006]在采樣相位Φ I中，開關Sll截止，開關S12導通，對電容14充電Δ VC4(i> I=VO — V2Φ I。由于開關S14導通，所以成為ν4Φ I=Vref。比較器15因開關S13導通而作為電壓輸出器電路進行動作，由于具有輸入偏置電壓Voa，所以成為νοΦ 1=ν4Φ Ι+Voa。另外，由于開關S13導通，所以νΝΦ 1 = νοΦ 1，即成為νΝΦ l = Vref+Voa，對電容 13充電 Δ VC3<i> 1=νΝΦ I —Vl Φ I=Vref+ Voa — Vl Φ I。若匯集采樣相位Φ I下的蓄積到電容13和電容14的電荷則如下。
[0007]Δ VC3 Φ I =Vref+Voa-Vl Φ I (Al)
Δν04Φ 1=νθ-ν2Φ I (Α2)
在比較相位Φ 2中，開關S12?S14截止、開關Sll導通。在電容13保持由式(Al)示出的ΔVC3 Φ I，因此電壓VN成為如下。
[0008]νΝΦ2 = ν? Φ2+ Δν03Φ I (A3)
另一方面，在電容14保持由式(Α2)示出的AVC4(i>l，因此電壓V4成為如下。
[0009]ν4Φ2 = ν2Φ2+ Δν04Φ I (Α4)
最終，由式(A3 )表示的電壓VN和由式(A4 )表示的電壓V4在比較器15被比較，從輸出端子輸出高電平或低電平。
[0010]若考慮比較器15的輸入偏置電壓Voa，則在比較器15中比較的電壓成為如下。
[0011](ν4Φ2 + ν0Β)-νΝΦ2 = {(ν2Φ2-ν? Φ2)-(ν2Φ 1-Vl Φ I)}-(Vref-VO)(A5)
式(A5)中，不包含比較器15的輸入偏置電壓Voa。這表不比較器15的輸入偏置電壓被抵消。因此，在比較相位Φ 2比較器15中，比較輸入電壓分量{(V2 Φ 2—Vl Φ 2) —(V2 Φ I —Vl ΦI)}和基準電壓分量(Vref—V0)。通過以上方式，消除成為誤差因素的比較器的偏置電壓分量的影響，能夠實現誤差少的高精度的輸出的比較電路。
[0012]現有技術文獻專利文獻
專利文獻1:日本特開2008 — 236737號公報。

【發明內容】

[0013]發明要解決的課題
然而，在搭載到汽車等的電路中，近年要求在更高溫下的動作，另外有要求進一步高精度化的傾向。在如前述的現有的比較電路存在這一課題，即，在比較相位中，因高溫時變顯著的開關的截止泄漏電流而電荷注入到電容，在比較的結果中產生誤差。具體而言，在圖7的比較電路中，在比較相位Φ 2對電容13只流入開關S13的泄漏電流，而對電容14流入開關S12及S14的泄漏電流，因此比較器的輸入中的電壓的變動量在反相輸入端子N13側和同相輸入端子N14側不同，從而在比較結果出現誤差。一般而言，構成開關的晶體管的泄漏電流隨著變高溫而增加，因此誤差越是高溫就越顯著。
[0014]另外，在現有的比較電路有這樣的課題:關于構成開關的晶體管元件從導通迀移到截止時產生的噪聲分量(例如，溝道電荷注入或時鐘饋通)的影響，也因為開關對各電容的連接非對稱而開關的噪聲分量造成的比較器的輸入中的電壓的變動量在反相輸入端子N3側和同相輸入端子NI4側不同，從而成為誤差發生的因素。
[0015]本發明鑒于這樣的點而構思，目的在于提供一種比較電路，能以簡便的電路構成除去比較器的輸入偏置電壓的影響，并且抑制開關的截止泄漏電流或噪聲分量造成的誤差的影響，從而能夠得到高精度的比較判定結果。
[0016]用于解決課題的方案
為了解決現有的這樣的問題點，本發明的比較電路采用如下的結構。
[0017]—種比較電路，包括:比較器，具備:第一輸入電壓經由第一電容輸入而第三輸入電壓經由第三電容輸入的第一輸入端子、第二輸入電壓經由第二電容輸入而第四輸入電壓經由第四電容輸入的第二輸入端子和輸出端子;第一開關，一端與第一輸入端子連接，在米樣相位導通而使第一輸入端子的電壓為輸出端子的電壓；以及第二開關，一端與第二輸入端子連接，在采樣相位導通而使第二輸入端子的電壓為基準電壓。
[0018]發明效果
依據本發明的比較電路，通過有效活用開關、電容和比較器，能以簡便的電路構成除去因比較器中產生的偏置分量或開關的截止泄漏電流分量或開關的噪聲分量而產生的誤差，從而能夠廣泛的溫度區域中進行高精度的比較。
【附圖說明】
[0019]圖1是本發明的實施方式的比較電路的電路圖。
[0020]圖2是示出本發明的實施方式的各開關的動作的圖。
[0021]圖3是本發明的實施方式的其他例子的電路圖。
[0022]圖4是將本發明的實施方式應用于磁傳感器裝置的例子的電路圖。
[0023]圖5是示出磁傳感器裝置所使用的差動放大器的一個例子的電路圖。
[0024]圖6是示出磁傳感器裝置所使用的檢測電壓設定電路的一個例子的電路圖。
[0025]圖7是現有的比較電路的電路圖。
[0026]圖8是示出現有的比較電路的各開關的動作的圖。
【具體實施方式】
[0027]本發明的比較電路作為半導體電路中的高精度的比較電路而得到廣泛利用。以下，參照附圖，對本發明的比較電路進行說明。
[0028]圖1是示出本發明的比較電路的實施方式的電路圖。本發明的比較電路具備:比較器1;電容(:1丄2、03丄4;以及開關31、32。
[0029]比較器I具有反相輸入端子NN和同相輸入端子NP和輸出端子OUT。電容Cl的一個端子與比較器I的反相輸入端子NN連接，另一個端子與輸入端子NI連接。電容C2的一個端子與比較器I的同相輸入端子NP連接，另一個端子與輸入端子N2連接。電容C3的一個端子與比較器I的反相輸入端子NN連接，另一個端子與輸入端子N3連接。電容C4的一個端子與比較器I的同相輸入端子NP連接，另一個端子與輸入端子N4連接。開關SI的一個端子與比較器I的反相輸入端子NN連接，另一個端子與比較器I的輸出端子OUT連接。開關S2的一個端子與比較器I的同相輸入端子NP連接，另一個端子與基準電壓輸入端子Nref連接。開關S1、S2利用開關控制信號(電路圖中未圖示)來控制導通或截止。
[0030]在以下的說明中，將各端子NI?N4、NN、NP、Nref及OUT的電壓分別設為Vl?V4、VN、VP、Vref及Vo。
[0031]接著，說明本發明的比較電路的動作。
[0032]首先，說明比較器I的動作。比較器I具有輸出放大一對輸入電壓之差的值的功能。若以式表示該放大功能，則成為
Vo=AlX(VP-VN) (I)。
[0033]這里Al為比較器I的放大率。
[0034]圖1的比較電路中，比較器I的反相輸入端子NN和輸出端子OUT連接在開關SI的兩端。在開關SI導通的狀態下，Vo和VN成為大致相等的電壓，因此Vo能從式(I)如下表示。
[0035]Vo=Al/(l+Al)XVP (2)
說明的方便起見，設放大率Al為充分大時，得到下式。
[0036]Vo = VP (3)
即，在開關SI導通的狀態下，比較器I進行電壓輸出器動作。
[0037]另一方面，在開關SI截止的狀態下對比較器I不形成反饋環，因此比較器I作為比較器(comparator)本身而動作。由式(I)，比較器I在開關SI截止的狀態下，以放大率Al放大VP與VN的差值的電壓，進行從輸出端子OUT輸出高電平信號(一般為正的電源電壓電平)或低電平信號(一般為負的電源電壓電平、或GND電平)的比較動作。
[0038]在此，若設比較器I的輸入偏置電壓在同相輸入端子NN中為Voa，則表不考慮了輸入偏置電壓的比較器I的動作的式在開關SI導通時和截止時分別從式(3)、式(I)成為如下。
[0039]當開關SI導通時 Vo = VP+Voa (4)
當開關SI截止時 Vo=AlX(VP+Voa-VN) (5)
以上為比較器I的動作說明。
[0040]圖2是示出各開關的動作的圖。
[0041]比較動作的一個周期由采樣相位ΦI和比較相位Φ 2這兩個相位構成。開關S1、S2利用開關控制信號來控制。開關SI在采樣相位Φ I導通，在比較相位Φ 2截止。另外，開關S2也同樣，在采樣相位Φ I導通，在比較相位Φ 2截止。
[0042]說明圖1的比較電路的各相位下的動作概略。
[0043]米樣相位Φ I是將輸入端子NI的電壓Vl、輸入端子N2的電壓V2、輸入端子N3的電壓V3、輸入端子N4的電壓V4、基準電壓輸入端子Nref的電壓Vref、比較器I的偏置電壓Voa存儲于電容C1、C2、C3及C4的相位。
[0044]比較相位Φ2是抵消采樣相位Φ I中的比較器I的偏置分量，并且進行輸入端子NI與輸入端子N2之間的電壓差和輸入端子N3與輸入端子N4之間的電壓差的比較的相位。
[0045]以下，對采樣相位ΦI和比較相位Φ 2進行詳細說明。
[0046]在采樣相位ΦI中，開關S1、S2導通。因此，對比較器I的各輸入端子供給以下的電壓。對比較器I的反相輸入端子NN提供輸出端子OUT的電壓Vo，對同相輸入端子NP提供基準電壓Vref。
[0047]VP Φ I =Vref Φ I (6)
另外，當開關SI導通時，比較器I如式(4)所示那樣進行動作，因此反相輸入端子NN的電壓VN能如下表示。
[0048]VNΦ I=Vref Φ I+Voa Φ I (7)
各電壓的末尾的Φ I表示是采樣相位Φ I中的電壓。此后為其他電壓，另外對于比較相位Φ 2也同樣記載。
[0049]對電容Cl、C2、C3及C4蓄積與各電容的兩個端子的電壓差和電容值相應的電荷。若將該電荷量分別設為Ql、Q2、Q3及Q4，則分別如下表示。
[0050]Ql φ I=Cl X (νΝΦ I—Vl Φ I) (8)
02Φ 1 = 02Χ(νΡΦ 1-ν2Φ I) (9)
03Φ 1 = 03Χ(νΝΦ 1-ν3Φ I) (10)
04Φ 1 = 04Χ(ΥΡΦ 1-Υ4Φ I) (11) 在此，使電容Cl?C4的電容值分別為Cl?C4。
[0051 ]另一方面，在比較相位Φ 2中，開關S1、S2截止。在比較相位Φ 2中對電容Cl?C4蓄積的電荷量分別如下表示。
[0052]01φ2 = 01Χ(νΝΦ2-ν?Φ2) (12)
Q2 Φ 2 = C2 X (VP Φ 2-V2 Φ 2) (13)
Q3 Φ 2 = C3 X (νΝΦ 2-V3 Φ 2) (14)
Q4 Φ 2 = C4 X (VP Φ 2-V4 Φ 2) (15)
由于開關SI截止，所以蓄積到電容Cl和電容C3的電荷量的總和根據電荷守恒定律在采樣相位Φ I和比較相位Φ 2不變。將它由式表示則成為如下式。
[0053]Ql Φ 1+03Φ I=Ql Φ2 + 03Φ2 (16)
向式(16)代入式(8)、(10)、(12)、(14)，并對于￥~巾2進行求解，則得到下式。
[0054]νΝΦ2 = νΝΦ 1+01/(01 + 03)Χ(ν?Φ2-ν?Φ 1) + 03/(01 + 03)Χ(ν3Φ2-ν3ΦI) (17)
若向式(17)代入式(7)，則得到下式。
[0055]νΝΦ2 = νΓθΓΦ l+νοΒΦ 1 + C1/CC1 + C3) X (VI Φ 2 —Vl Φ 1) + C3/(C1+C3) X (V3Φ2-ν3Φ I) (18)
另外，與開關SI同樣地開關S2截止，因此蓄積到電容C2和電容C4的電荷量的總和根據電荷守恒定律在采樣相位Φ I和比較相位Φ 2不變，由下式表示。
[0056]02Φ 1+04Φ 1=02Φ2 + 04Φ2 (19)
向式(19)代入式(9)、(11)、(13)、(15)，并對于￥?巾2進行求解，則得到下式。
[0057]VP Φ 2 = VP Φ I +C2/CC2 + C4) X (V2 Φ 2~V2 Φ 1) + C4/(C2 + C4) X (V4 Φ 2-V4 ΦI) (20)
若向式(20)代入式(6)，則得到下式。
[0058]VP Φ 2 = Vref Φ I+ C2/CC2 + C4) X (V2 Φ 2~V2 Φ 1) + C4/(C2 + C4) X (V4 Φ 2-V4Φ1) (21)
另外，當開關SI截止時，比較器I如式(5)所示那樣進行動作，因此比較器I的輸出端子OUT的電壓Vo則如下表示。
[0059]Vo Φ 2=A1 X (VP Φ 2+Voa Φ 2-?ΝΦ 2) (22)
向上式(22)代入由式(18)表示的νΝΦ 2、由式(21)表示的VP Φ 2，則得到下式。
[0060]νοΦ2 = Α1Χ{-01/(01 + 03)Χ(ν?Φ2-ν?Φ 1) + 02/(02 + 04)Χ(ν2Φ2-ν2Φ1)-C3/(C1 + C3) X (V3 Φ 2 —V3 Φ 1) + C4/(C2 + C4) X (V4 Φ 2 —V4 Φ I)+ (Voa Φ 2 —Voa ΦI)} (23)
以后說明的方便起見，使電容值CI和電容值C2等于電容值C，使電容值C3和電容值C4等于電容值C的η倍，則式(23 )如下表示。
[0061]νοΦ2 = Α1Χ [1/(1+η)Χ{(ν2Φ2-ν2Φ D-CVl Φ2-ν? Φ I)}—η/(1+η) X {(ν3Φ2-ν3Φ 1)-(ν4Φ2-ν4Φ 1)} + (νοΒΦ2-νοΒΦ I)}] (24)
為了便于理解式(24)，設從輸入端子NI及輸入端子Ν2供給的電壓分量為△ Vin、從輸入端子N3及輸入端子N4供給的電壓分量為△ Vref，則式(24)如下表示。
[0062]νοΦ2=Α1Χ{( ΔΥ?η-ηΧ Δ Vref)/(I+n) + (Voa Φ 2-Voa Φ I)} (25) 在此，
Δν?η=(ν2Φ2-ν?Φ2)-(ν2Φ 1-ν?Φ I) (26)
AVref= —{(ν4Φ2—ν3Φ2) —(ν4Φ I—ν3Φ I)} (27)。
[0063]在此，比較器I的輸入偏置電壓Voa嚴格而言為顯示出老化、溫度變化(溫度漂移)而不是恒定的值，但是，如果采樣相位Φ I及比較相位Φ 2的時間為相對于輸入偏置電壓的老化、溫度變化而言充分短的時間，則輸入偏置電壓的值能夠在采樣相位Φ I和比較相位Φ2視為大致相等的值。因此式(25)中，Voa Φ 2—VoaOl成為大致零的值，當比較相位Φ 2的比較器I中的比較動作時會除去比較器I的偏置分量。因而式(25)如下表示。
[0064]νοΦ2=Α1Χ{( AVin-nX Δ Vref)/(I+η)} (28)
因此，比較從輸入端子NI及輸入端子Ν2供給的電壓分量△ Vin和從輸入端子Ν3及輸入端子Ν4供給的電壓分量AVref的結果，被以充分大的放大率Al放大，最終作為高電平信號或低電平信號而從比較器I的輸出端子OUT輸出。即，除去作為誤差分量的偏置電壓的影響，能夠得到高精度的比較結果。
[0065]在此，以使決定Δ Vin的輸入端子NI及輸入端子Ν2的電壓例如成為V2 Φ 2 = V1 Φ I= V2\V1 Φ 2 = V2 Φ I =Vl，的方式輸入的情況下，由式(26)成為Δ Vin = 2X (V2，—Vl ’)，將V2’和VI’之差2倍后的電壓作為輸入電壓分量而會向比較器I輸入。
[0066]另外一方面，以使決定ΔVref的輸入端子N3及輸入端子N4的電壓例如成為V4 Φ 2= ν3Φ 1=V4’、ν3Φ2 = ν4Φ 1=V3’的方式輸入的情況下，由式(27)成為AVref = 2X(V3’一V4’)，將V3’和V4’之差2倍后的電壓作為輸入電壓分量而會向比較器I輸入。
[0067]為了方便起見，以成為n=l的方式選定電容Cl?C2的電容值時，該例子的情況下式(28)成為
VoΦ2=AlX{(V2,-Vl,)-(V3,-V4,)} (29)，
能從輸出端子得到輸入電壓(V2 ’ 一 V I’)與輸入電壓(V3 ’ 一 V4 ’)的比較結果。
[0068]在此，關注式(23)，該式中不包含Vref的項。這是因為由式(18)表示的νΝΦ 2和由式(21)表示的VP Φ 2雙方都包含Vref Φ I的項，所以當將這些代入由式(21)表示的Vo Φ 2時Vref的項被抵消。該情況表示在本發明的比較電路中，無論提供給基準電壓輸入端子Nref的電壓Vref為何值，比較結果都與Vref的電壓無關。在實際的電路中，能夠向比較器I輸入的電壓的范圍有稱為同相輸入電壓范圍的限制，在脫離該電壓范圍的情況下，有無法正常進行高精度的比較的可能性。即便輸入端子N1、輸入端子Ν2、輸入端子Ν3及輸入端子Ν4的電壓為比較器I的同相輸入電壓范圍外的電壓，本發明的比較電路還有通過以使基準電壓輸入端子Nref的電壓處于比較器I的同相輸入電壓范圍內的方式選擇，能夠進行高精度的比較的優點。若說別的表現，有能夠顯著緩沖對比較器I所要求的同相輸入電壓范圍的優點。
[0069]接著，說明按本發明的結構連接開關S1、S2時的效果。作為截止狀態的開關的理想特性，能舉出電阻值無限大，即端子間無電流流過的情形，但是在實際的電路中，開關的端子間有泄漏電流流過。為此能舉出許多降低泄漏電流的開關電路的結構，但是泄漏電流不會成為零而成為有限的值。在使用電容和開關的比較電路中，因截止時的開關的泄漏電流流入電容而蓄積在電容的電荷量發生變化，能成為比較結果中發生誤差的因素。另外一般泄漏電流具有越是高溫就越增加的傾向，因此具有越為高溫，比較電路的誤差就越增大的傾向。
[0070]本發明的電路結構中，對于電容Cl的一個端子和電容C3的一個端子和比較器I的反相輸入端子NN的連接點、電容C2的一個端子和電容(34的一個端子和比較器I的同相輸入端子NP的連接點以分別對稱的方式連接開關S1、S2。因此，在比較相位Φ 2開關SI和S2截止時，即便開關SI和S2產生泄漏電流，也因開關SI和S2采用具有大致相等的特性的開關而開關的泄漏電流向各連接點以大致相等地流入，反相輸入端子NN的電壓VN和同相輸入端子NP的電壓VP雖然會分別變化，但以使該變化量大致相等的方式動作。因而，電壓的差值即VP —VN的值不變，結果具有比較結果的誤差成為最小源，能夠得到高精度的比較判定結果的構成上的優點。
[0071]另外，作為開關的非理想成分，除了上述泄漏電流之外，能舉出構成開關的晶體管元件從導通迀移到截止時產生的噪聲分量，例如溝道電荷注入、時鐘饋通。在本發明的電路結構中，對于電容Cl的一個端子和電容C3的一個端子和比較器I的反相輸入端子NN的連接點、電容C2的一個端子和電容(34的一個端子和比較器I的同相輸入端子NP的連接點以分別對稱的方式連接開關S1、S2，因此由開關的噪聲分量而產生的電荷大致相等地向各連接點注入，反相輸入端子NN的電壓VN和同相輸入端子NP的電壓VP雖然分別變化，但是以使該變化量大致相等的方式動作。這與泄漏電流的情況同樣。因此，具有抑制開關從導通狀態迀移到截止狀態時產生的噪聲分量造成的誤差的影響，從而能夠得到高精度的比較判定結果的構成上的優點。
[0072]本說明中雖然示出具體的開關控制的時間圖，但是，只要為進行本說明內記載的動作的構成，未必一定受該定時的限制。例如，在圖2中，記載為使從采樣相位Φ I向比較相位Φ 2迀移時、或相反迀移時切換開關的導通或截止的定時成為同時，但是以在開關SI截止后使開關S2截止的方式錯開定時地進行控制也可。在比較器I的過渡響應特性優良的情況下、或者比較器I的反相輸入端子NN與同相輸入端子NP之間的寄生電容為不能忽略的大小等的情況下，使開關S2截止時產生的開關噪聲從同相輸入端子NP傳播到反相輸入端子NN，有時在向電容Cl充電的電壓產生不能忽略的誤差的情況。在這樣的情況下，更優選的是使開關S2截止的定時相對于開關SI截止的定時推遲。
[0073]另外本說明中，對于電容Cl?C4的電容值Cl?C4的值的關系舉出了具體的比，但是也可以不必一定為說明中示出的比。
[0074]另外本說明中，舉出了對輸入端子NI和輸入端子N2施加的輸入電壓的一個例子以及對輸入端子N3和輸入端子N4施加的電壓的一個例子，但不必一定局限于該例子。例如，如現有技術所示那樣，對與施加到傳感器元件的物理量的強度相應地進行邏輯輸出的信號檢測電路適用本實施方式的比較電路的情況下，輸入電壓分量的例子則成為如下。
[0075]Vl φ I =VcmΦ I+Vsig Φ I+Voff Φ IV2 Φ l=Vcm<}) 1-Vsig Φ 1-Voff Φ I
Vl Φ 2 = Vcm<i) 2—Vsig Φ 2+Voff Φ 2 V2 Φ 2 = Vcm<i) 2+Vsig Φ 2—Voff Φ 2
在此，Vcm為傳感器元件的信號電壓的同相電壓分量，Vs i g為傳感器元件的信號電壓分量，Voff為傳感器元件的偏置電壓分量(誤差因素)。將以上的各輸入電壓代入式(26)，則成為
AVin = 2X(Vsig<i)2+Vsig<i) I) —2Χ(νο??Φ2—νο??Φ I) (30)。
[0076]傳感器元件的偏置電壓分量在采樣相位ΦI和比較相位Φ 2顯示出大致相等的值，因此被抵消。因而，只有傳感器元件的信號電壓分量作為輸入電壓分量A Vin而會向比較器I輸入。在這樣的輸入電壓分量的情況下，也不會脫離作為本發明的宗旨的、除去比較器的輸入偏置電壓的影響，并且抑制開關的截止泄漏電流或噪聲分量造成的誤差的影響，從而得到高精度的比較判定結果的特點。
[0077]圖3是本發明的實施方式的其他例子的電路圖。與圖1所示的電路圖的差異在于追加了電容C5和電容C6這一點。追加的要素如下構成并連接。
[0078]電容C5的一個端子與比較器I的反相輸入端子NN連接，另一個端子與輸入端子N5連接。電容C6的一個端子與比較器I的同相輸入端子NP連接，另一個端子與輸入端子N6連接。關于其他的連接及結構，與圖1所示的本發明的實施方式相同。
[0079]接著，說明本發明的比較電路的動作。
[0080]開關S1、S2與圖1的電路時同樣地被控制，如圖2所示動作。
[0081]在米樣相位Φ I中，開關S1、S2導通，向電容Cl?C4蓄積與式(8)?(11)同樣的電荷量，而且對電容C5、C6分別蓄積由下式表不的電荷量Q5、Q6。
[0082]Q5<i> l=C5X(VN<i> I—V5<i> I) (31)
06Φ 1 = 06Χ(νΡΦ 1-ν6Φ I) (32)
另一方面，在比較相位Φ 2中，開關S1、S2截止，向電容Cl?C4蓄積與式(12)?(15)同樣的電荷量，而且對電容C5、C6分別蓄積由下式表不的電荷量Q5、Q6。
[0083]Q5 Φ 2 = C5 X (?ΝΦ 2~V5 Φ 2) (33)
Q6 Φ 2 = C6 X (VP Φ 2-V6 Φ 2) (34)
由于開關SI截止，所以蓄積到電容Cl和電容C3和電容C5的電荷的總和與圖1的情況同樣，根據電荷守恒定律在采樣相位Φ I和比較相位Φ 2不變。若將它用式表示，則成為如下式。
[0084]Ql Φ 1+03Φ 1+05Φ I=Ql Φ2 + 03Φ2 + 05Φ2 (35)
向式(35)代入式(8)、(10)、(12)、(14)、(31)、(33)，對νΝΦ 2進行求解，則得到下式。
[0085]νΝΦ 2 = νΝΦ 1 + C1/(C1 + C3 + C5) XCVl Φ2-ν? Φ 1) + C3/(C1+C3 + C5) X (V3 Φ2-ν3Φ 1) + 05/(01+03 + 05)Χ(ν5Φ2-ν5Φ I) (36)
若向式(36)代入式(7)，則得到下式。
[0086]νΝΦ2 = νΓθΓΦ 1+νοΒΦ 1 + C1/(C1 + C3 + C5) X (VI Φ 2 —Vl Φ 1) + C3/(C1+C3 +05)Χ(ν3Φ2-ν3Φ 1) + 05/(01+03 + 05)Χ(ν5Φ2-ν5Φ I) (37)
另外，與開關SI同樣地開關S2截止，因此蓄積到電容C2和電容C4和電容C6的電荷量的總和與圖1的情況同樣，根據電荷守恒定律在采樣相位Φ I和比較相位Φ 2不變，而由下式表不O
[0087]02Φ 1+04Φ 1+06Φ 1=02Φ2 + 04Φ2 + 06Φ2 (38)
向式(38)代入式(9)、(11)、(13)、(15)、(32)、(34)，對VP Φ 2進行求解，則得到下式。
[0088]νΡΦ 2 = νΡΦ 1 + C2/CC2 + C4 + C6) X (V2 Φ 2-V2 Φ 1) + C4/(C2 + C4 + C6) X (V4 Φ2—ν4Φ 1) + C6八C2 + C4 + C6)X(V6<i>2—ν6Φ I) (39)
若向式(39)代入式(6)，則得到下式。
[0089]VP Φ 2 = Vref Φ I+C2/CC2 + C4 + C6) X (V2 Φ 2-V2 Φ 1) + C4/(C2 + C4 + C6) X (V4Φ2-?4Φ 1) + 06/(02 + 04 + 06)Χ(ν6Φ2-ν6Φ I) (40)
當開關SI截止時，與圖1的情況同樣，比較器I的輸出端子OUT的電壓Vo如式(22)那樣表示。若向式(22)代入由式(37)表示的νΝΦ 2、由式(40)表示的VP Φ 2，則得到下式。
[0090]Vo Φ 2=Α1 X { —Cl八C1 + C3 + C5) X (VI Φ 2—Vl Φ 1) + C2/(C2 + C4 + C6) X (V2 Φ2—V2 Φ I) —C3八C1+C3 + C5) X (V3 Φ 2 —V3 Φ 1) + CV(C2 + C4 + C6) X (ν4Φ 2 —ν4Φ I) —C5/(Cl + C3 + C5)X(V5<i)2 —ν5Φ 1) + C6八C2 + C4 + C6)X(V6<i>2 —ν6Φ l) + (Voa<i)2 —?οβΦ I)} (41)
以后為了說明的方便起見，使電容值Cl和C2與電容值C相等、使電容值C3和電容值C4等于電容值C的η倍、使電容值C5和電容值C6等于電容值C的m倍，則式(41)如下表示。
[0091]νοΦ2 = Α1Χ [ + 1/(1+n+m) X {(ν2Φ2-ν2Φ D-CVl Φ2-?1Φ 1)}+η/(1+η
+πι)Χ{(ν4Φ2-ν4Φ 1)-(ν3Φ2-ν3Φ 1)}+πι/(1+η+πι)Χ{(ν6Φ2-ν6Φ 1)-(ν5Φ2-ν5Φ 1)} + (νοΒΦ2-νοΒΦ I)}] (42)
為了便于理解式(42)，與圖1的說明的情況同樣，設從輸入端子NI及輸入端子Ν2供給的電壓分量為△ Vin、從輸入端子Ν3及輸入端子Ν4供給的電壓分量為△ Vref、進而從輸入端子N5及輸入端子N6供給的電壓分量為△ Vin2，貝Ij式(42)如下表不。
[0092]νοΦ2 = Α1Χ{( AVin-ηΧ Δ Vref+m X AVin2)/(l+n+m) + (Voa<})2 —Voa<})I)} (43)
在此，AVin與式(26)同樣，AVref與式(27)同樣，為 Δν?η=(ν2Φ2-ν?Φ2)-(ν2Φ 1-ν?Φ I) (26)
AVref= —{(ν4Φ2—ν3Φ2) —(ν4Φ I—ν3Φ I)} (27)
Δν?η2 = (ν2Φ2-ν?Φ2)-(ν2Φ 1-ν?Φ I) (44)。
[0093]在此，比較器I的輸入偏置電壓Voa與圖1的說明的情況同樣，能夠在采樣相位ΦI和比較相位Φ 2中視為大致相等的值，因此式(43 )能如下表示。
[0094]Vo Φ 2=Α1 X {( Δ Vin—ηΧ Δ Vref+mX Δ Vin2)/(l+n+m)} (45)
因而，對從輸入端子NI及輸入端子N2供給的電壓分量A Vin與從輸入端子N5及輸入端子N6供給的電壓分量△ Vin2的m倍之和、與從輸入端子N3及輸入端子N4供給的電壓分量ΔVref的η倍進行比較的結果，被以充分大的放大率Al放大，最終會從比較器I的輸出端子OUT作為高電平信號或低電平信號而輸出。即，除去作為誤差分量的偏置電壓的影響，從而能夠得到高精度的比較結果。
[0095]另外，與圖1的情況下的式(23)同樣，式(45)中不包含Vref的項。因此，可以說本結構也具有能夠顯著緩沖對比較器I所要求的同相輸入電壓范圍的優點。另外，關于開關S1、S2的連接，也與圖1的情況同樣，由于對比較器I反相輸入端子NN和同相輸入端子NP分別以對稱的方式連接開關S1、S2，所以具有開關的非理想成分即泄漏電流或從導通迀移到截止時產生的噪聲分量的影響造成的誤差成為最小值、能夠得到高精度的比較判定結果的構成上的優點。
[0096]在圖1的說明中列舉了向如現有技術所示的、與施加到傳感器元件的物理量的強度相應地進行邏輯輸出的信號檢測電路適用本實施方式的比較電路的情況。在圖3所示的本電路結構中也同樣，向AVin輸入傳感器元件的信號、向A Vin2輸入其他傳感器元件信號時，能夠高精度地比較除去了傳感器元件和其他傳感器元件的信號電壓的同相電壓分量、偏置電壓分量(誤差因素)的、傳感器元件和其他傳感器元件的信號電壓分量之和與AVref0
[0097]另外，若代替式(44)而設為
Δν?η2 = -[(ν2Φ2-ν?Φ2)-(ν2Φ 1-ν?Φ I)] (44，)，
則式(45)如下表示。
[0098]Vo Φ 2=Α1 X [{ Δ Vin —(ηΧ Δ Vref+mX Δ Vin2)}]/(l+n+m)} (46)
由上述說明和式(46)可知，在向Δ Vin輸入傳感器元件的信號、向Δ Vref和Δ Vin2輸入基準電壓分量的情況下，能夠對傳感器兀件信號電壓分量與基準電壓分量△ Vref和△ Vin之和高精度地進行比較。
[0099]圖4是將本發明的實施方式應用于磁傳感器裝置的例子的電路圖。圖4的磁傳感器裝置的特點在于追加了圖1的比較電路、作為電磁轉換元件的霍爾元件2、開關電路3、差動放大器4、檢測電壓設定電路5和基準電壓電路refO。檢測電壓設定電路5由基準電壓電路refl及基準電壓電路ref 2構成。
[0100]追加的要素如下構成并連接。霍爾元件2具備第一端子對A—C和第二端子對B—D。開關電路3具有與霍爾元件I的各端子A、B、C及D連接的4個輸入端子、和第一輸出端子及第二輸出端子。差動放大器4具有:分別連接開關電路3的第一輸出端子及第二輸出端子的第一輸入端子NI S及第二輸入端子N2S;和與電容Cl的另一個端子即輸入端子NI連接的第一輸出端子NI及與電容C2的另一個端子即輸入端子N2連接的第二輸出端子N2。與電容C3的另一個端子連接的輸入端子N3，與基準電壓電路refl的正極連接，與電容C4的另一個端子連接的輸入端子N4，與基準電壓電路ref2的正極連接，與開關S2的另一個端子連接的基準電壓輸入端子Nref，與基準電壓電路refO的正極連接。關于其他的連接及結構，與圖1所示的本發明的實施方式相同。
[0101]接著，說明本應用例的磁傳感器裝置的動作。
[0102]開關電路3具有對向霍爾元件2的第一端子對A— C輸入電源電壓并從第二端子對B — D輸出信號電壓的第一檢測狀態Tl和向第二端子對B — D輸入電源電壓并從第一端子對A—C輸出信號電壓的第二檢測狀態T2進行切換的功能。
[0103]霍爾元件2輸出與磁場強度(或磁通密度)相應的信號電壓，并且輸出作為誤差分量的偏置電壓。在以下的說明中，霍爾元件2設為在采樣相位Φ I時處于第一檢測狀態Tl、在比較相位Φ 2時處于第二檢測狀態T2。另外，若設霍爾元件2的元件信號電壓Vh、偏置電壓Voh，在第一檢測狀態Tl和第二檢測狀態T2下元件信號電壓Vh為反相、偏置電壓Voh為同相，則相位Φ 1、相位Φ 2各自的相位中的端子NlS及N2S的電壓VlS及V2S由以下的式表示。
[0104]ν?ΞΦ l=Vcml+Vhl/2+Vohl/2 (47)
V2S<i> l=Vcml—Vhl/2—Vohl/2 (48)
VlS<i>2 = Vcm2—Vh2/2+Voh2/2 (49)
V2S<i>2 = Vcm2+Vh2/2—Voh2/2 (50)
在此，附在霍爾元件2的元件同相電壓Vcm、元件信號電壓Vh、偏置電壓Voh的末尾的“I”或“2”，分別表示霍爾元件2及開關電路3的檢測狀態分別在第一檢測狀態Tl或第二檢測狀態T2下的值。通過式(47)到式(50)，在各相位向差動放大器4輸入的電壓成為如下。
[0105]V2SΦ 1-VlSΦ I = -Vhl-Vohl (51)V2S Φ 2-V1S Φ 2 = +Vh2-Voh2 (52)
差動放大器4具有放大兩個輸入電壓之差并作為兩個輸出電壓之差而輸出的功能。若用式表示該放大功能，則成為
V2—Vl=GX (V2S—VlS) (53)。
[0106]在此，G為差動放大器的放大率，Vl及V2為端子N1、N2的電壓。進而，將差動放大器4的輸入端子N1S、N2S上的輸入偏置電壓設為Voal及Voa2而進行考慮，則式(53)能如下表示。
[0107]V2-Vl=GX(V2S-VlS)+GX(Voa2-Voal) (54)
因而差動放大器4的輸出中，不僅有輸入電壓的差值V2S—VlS，而且輸入偏置電壓的差值Voa2 — Voal也按放大率放大G倍后輸出。由式(54)，各相位中的差動放大器4的差值輸出V2—Vl則成為如下。
[0108]?2Φ 1-Vl Φ I=GX (ν28Φ 1-VlS Φ 1)+GX (νοα2Φ 1-Voal Φ I) (55)
V2 Φ 2-V1 Φ 2 = GX (V2S<i> 2—VlS<i> 2)+GX (Voa2 Φ 2—Voal Φ 2) (56)
向式(55)及式(56)分別代入式(51)及式(52)，則得到下式。
[0109]V2 Φ 1-Vl Φ I =G X (-Vhl -Vohl) +G X (Voa2 Φ 1-Voal Φ I) (57)
V2 Φ 2—Vl Φ 2 = GX (+Vh2-Voh2)+GX (Voa2 Φ 2—Voal Φ 2) (58)
由電容Cl?C4、比較器1、開關S1、S2構成的結構與圖1所示的結構相同，進行與圖1相同的動作。在與電容CI的另一個端子連接的輸入端子NI和與電容C2的另一個端子連接的輸入端子N2，連接有差動放大器4的輸出，經由開關電路3輸入來自霍爾元件2的與磁場強度相應的信號電壓和作為誤差分量的偏置電壓。另外，與電容C3的另一個端子連接的輸入端子N3與基準電壓電路ref I的正極連接，并被供給來自基準電壓電路ref I的基準電壓Vref I。與電容C4的另一個端子連接的輸入端子N4與基準電壓電路ref 2的正極連接，并被供給來自基準電壓電路ref 2的基準電壓Vref 2。與開關S2的另一個端子連接的基準電壓輸入端子Nref與基準電壓電路ref O的正極連接，并被供給來自基準電壓電路ref O的基準電壓VrefO。
[0110]由電容Cl?C4、比較器1、開關S1、S2構成的結構進行與圖1所示的結構相同的動作，因此比較相位Φ 2中的比較器I的輸出會與式(2 5 )相同。在此，說明的方便起見，使電容值Cl和C2等于電容值C、使電容值C3和電容值C4等于電容值C的η倍。
[0111]νοΦ2=Α1Χ{( AVin-nX Δ Vref)/(I+n) + (Voa Φ 2-Voa Φ I)} (25)
向式(26)代入式(56)和式(58)，若重寫式(27)則成為如下。
[0112]Δ Vin = GX {(Vh2+Vhl)-(Voh2-Vohl)}+GX {(νοΒ2Φ2-νοΒ2Φ D-CVoal Φ2-Voal Φ I)} (59)
AVref= —{(Vref2<i)2—Vrefl<i)2) —(Vref2<i) I—Vrefl<i) I)} (60)
在此，差動放大器4及比較器I的輸入偏置電壓V0al、Voa2、Voa嚴格而言顯示出老化或溫度變化(溫度漂移)，因此不是恒定的值，但是，如果采樣相位Φ I及比較相位Φ 2的時間相對于輸入偏置電壓的老化、溫度變化而言是充分短的時間，則能夠視輸入偏置電壓的值在采樣相位Φ I與比較相位Φ 2中為大致相等的值。因此，在式(25)及式(59)中，Voa Φ 2 —VoaΦ l、Voa2(i>2 — Voa2(i) l、Voal Φ2 — Voal Φ I成為大致零的值，在比較相位Φ 2的比較器I中的比較動作時，能除去差動放大器4及比較器I的偏置分量。
[0113]另外，霍爾元件2的元件偏置電壓Voh—般具有在第一檢測狀態Tl和第二檢測狀態T2下成為大致相等的值的特性，因此Voh2 — Vohl成為大致零的值，在比較相位Φ 2的比較器I中的比較動作時，會除去元件偏置分量。若從式(25)、式(59)刪除這些除去的分量，則得到下式。
[0114]Vo Φ 2=A1 X {( Δ Vin—ηΧ Δ Vref)/(l+n)} (61)
Δ Vin = GX (Vh2+Vhl) (62)
因而，對以差動放大器4的放大率G放大霍爾元件2的第一檢測狀態Tl和第二檢測狀態T2下的元件信號電壓Vh之和后的電壓分量△ Vsig、和以電容Cl?C4的電容值的比放大從檢測電壓設定電路5供給的電壓分量AVref后的電壓進行比較的結果，最終作為高電平信號或低電平信號而會從比較器I的輸出端子OUT輸出。
[0115]綜上所述，如前述的式(61)、(62)、(60)所示，應用本發明的比較電路的磁傳感器裝置中，除去在霍爾元件2、差動放大器4、比較器I中產生的全部的偏置分量，能夠比較霍爾元件的信號分量和基準電壓，從而實現高精度的磁場強度的檢測。另外，在理想的霍爾元件中，第一檢測狀態Tl和第二檢測狀態T2的元件同相電壓Vcml及Vcm2相等，但是實際的霍爾元件中未必是相等的值，這也成為在高精度的磁場強度的檢測中產生誤差的因素。在應用本發明的比較電路的磁傳感器裝置中，如式(61)、(62)、(60)所示，在表示比較結果的式中不包含這些項，從而能實現除去了霍爾元件的同相電壓的非理想成分的高精度的磁場強度的檢測。另外，應用本發明的比較電路的磁傳感器裝置，能夠在采樣相位Φ I和比較相位Φ 2的兩個相位進行磁場強度的檢測，不需要復雜的信號處理的步驟，能實現高速且高精度的磁場強度的檢測。另外，與霍爾元件的信號分量進行比較的基準電壓分量A Vref，如式(60)所示，根據基準電壓電路refl和基準電壓電路ref2的采樣相位Φ I中的值、和比較相位Φ 2中的各自的值，能夠任意設定。即，通過任意設定基準電壓，能夠任意設定檢測的磁場強度。另外，一般霍爾元件的靈敏度具有溫度依賴性，因此與霍爾元件2輸出的磁場強度相應的信號電壓也具有溫度依賴性。為了對此進行修正，例如，使基準電壓電路refl和基準電壓電路ref2具有溫度依賴性，從而能夠抑制檢測到的磁場強度的溫度依賴性。通過以上方式，示出通過將本發明的比較電路應用于磁傳感器裝置，實現高精度的磁場強度的檢測的情況。
[0116]本說明中，作為傳感器元件的例子舉出磁傳感器，特別是對采用霍爾元件的例子進行了說明，但是作為能夠應用的傳感器元件，不限于此，例如對根據加速度、壓力等而輸出電壓的傳感器元件或電阻值根據物理量而變化的傳感器元件也能廣泛應用。
[0117]在此，示出作為構成圖4的磁傳感器裝置的要素即差動放大器4的電路構成的一個例子。
[0118]圖5是示出磁傳感器裝置所使用的差動放大器的一個例子的電路圖。
[0119]圖5的差值放大器4具備差動放大器41、42和電阻1?11、1?12、1?13。差動放大器4的第一輸入端子NI S與差動放大器41的同相輸入端子連接，第二輸入端子N2S與差動放大器42的同相輸入端子連接，第一輸出端子NI與差動放大器41的輸出端子連接，第二輸出端子N2與差動放大器42的輸出端子連接。電阻Rll、R12、R13串聯連接在第一輸出端子NI與第二輸出端子N2之間，Rll和R12的連接點NI’與差動放大器41的反相輸入端子連接，R12和R13的連接點N2’與差動放大器42的反相輸入端子連接。
[0120]差動放大器4如以上那樣連接，并且如下動作。
[0121]差動放大器41作為非反相放大器而動作，與反相輸入端子連接的連接點NI’以大致等于與同相輸入端子連接的NlS的方式動作。另外，差動放大器42作為非反相放大器而動作，與反相輸入端子連接的連接點N2’以大致等于與同相輸入端子連接的N2S的方式動作。另外，流過電阻R11、R12、R13的電流相等，因此得到下式。
[0122](V1-V1S)/R11 = (V1S-V2S)/R12 (63)
(V2S-V2)/R13 = (V1S-V2S)/R12 (64)
在此，將第一輸入端子NI S、第二輸入端子N2S、第一輸出端子N1、第二輸出端子N2的電壓分別設為￥13、￥23、￥1、￥2。若從式(63)和式(64)計算￥1及￥2，則成為如下。
[0123]Vl = -(Rll/R12 + l/2)X(V2S-VlS) + (V2S+VlS)/2 (65)
V2 = + (R13/R12 + l/2)X(V2S-VlS) + (V2S+VlS)/2 (66)
若將式(65)和式(66)的右邊的包含電阻的括弧的項分別設為放大率Gl、G2:
Gl = Rll/R12 + l/2 (67)；
G2 = R13/R12 + l/2 (68)，
則式(65)和式(66)成為如下。
[0124]Vl = -Gl X (V2S-VlS) + (V2S+VlS)/2 (69)
V2 = +G2X(V2S-VlS) + (V2S+VlS)/2 (70)
若從式(69)和式(70)計算V2—VI，則成為如下。
[0125]V2-V1 = (G1+G2) X (V2S-V1S) (71)
在此，若放大率G設為
G = G1+G2 (72)，
則式(71)成為
V2—Vl=GX (V2S—VlS) (73)，
得到與式(53)相同的結果。即，圖5所示的電路例具有放大兩個輸入電壓之差，并作為兩個輸出電壓之差而輸出的功能。另外，圖5所示的電路例通過采用這樣的儀表放大器結構，能夠抑制輸入中的同相噪聲的影響。此外，由式(72)及(67)、(68)成為G=(R11 + R12 + R13)/R12 (74)，
因此放大率G可以根據電阻R11、R12、R13任意設定。
[0126]接著，示出構成圖4的磁傳感器裝置的要素即檢測電壓設定電路5的電路構成的一個例子。
[0127]圖6是示出磁傳感器裝置所使用的檢測電壓設定電路5的一個例子的電路圖。
[0128]圖6的檢測電壓設定電路5具有電阻1?51、1?52、1?53和開關351、3511、352、3521，如以下那樣連接而構成。電阻R53、R52、R51串聯連接在正的電源電壓端子(以下電源電壓端子)VDD與負的電源電壓端子(以下，接地端子)VSS之間。將R51和R52的連接點設為Nn，將R52與尺53的連接點設為他1。開關351、3511、352、3521具有兩個端子，通過開關控制信號(未圖示)來控制導通或截止。開關S51的一個端子與連接點Nn連接，另一個端子與基準電壓電路ref I的正極Nref I連接。開關S51x的一個端子與連接點Nnx連接，另一個端子與基準電壓電路ref!的正極Nref I連接。開關S52的一個端子與連接點Nn連接，另一個端子與基準電壓電路ref2的正極Nref 2連接。開關S52x的一個端子與連接點Nnx連接，另一個端子與基準電壓電路ref2的正極Nref2連接。在以下的說明中，以電源電壓端子VDD及接地端子VSS的電壓分別為VDD、VSS;連接點Nn、Nnx的電壓分別為Vn、Vnx;基準電壓電路^€1的正極1^^1、基準電壓電路ref2的正極Nref2的電壓分別為基準電壓Vref 1、Vref2而進行說明。
[0129]檢測電壓設定電路5如以上那樣連接，并且如下動作。
[0130]連接點Nn和Nnx的電壓Vn和Vnx為用電阻R53、R52、R51對VDD及VSS進行分壓后的電壓，因此成為
Vn = R51/(R51 + R52 + R53) X (VDD-VSS) (75)；
Vnx=(R51 + R52)/(R51 + R52 + R53) X (VDD-VSS) (76)。
[0131]電壓Vn及Vnx可以通過電阻R51、R52、R53任意設定。
[0132]開關S51和S51x被控制成為哪一個導通則另一個截止。因此，對Vrefl輸出Vn或Vnx的哪一個電壓。另外，關于開關S52和S52x也同樣，被控制成為哪一個導通則另一個截止。因此，對Vref2輸出Vn或Vnx的哪一個電壓。作為一個例子，按以下情況進行說明:開關S51在采樣相位Φ I導通、在比較相位Φ 2截止，開關S51x在采樣相位Φ I截止、在比較相位Φ 2導通，開關S52在采樣相位Φ I和比較相位Φ 2導通，開關S52x在采樣相位Φ I和比較相位Φ 2截止。
[0133]如以上那樣控制各開關，因此各相位中的基準電壓Vref 1、Vref 2成為如下。
[0134]Vrefl Φ I =VnVrefl Φ 2 = VnxVref2 Φ I=VnVref2 Φ 2 = Vn
基準電壓電路ref I的正極Nref I及基準電壓電路ref 2的正極Nref 2，在圖4所示的磁傳感器裝置中，分別與輸入端子N3及輸入端子N4連接，因此由上式及式(60)成為Λ Vref = (Vnx-Vn) (77) 0
[0135]因而，在比較器I中與來自霍爾元件2的信號分量比較的AVref以能夠任意設定的電壓Vn、Vnx的差值提供。因此，能夠任意設定基準電壓，S卩，能夠任意設定檢測到的磁場強度。另外，來自霍爾元件2的信號電壓一般在S極和N極上正負的符號不同，因此能夠通過△Vref的符號的正負，容易實現對S極和N極的判別。另外，當磁場強度從弱的狀態迀移到強的狀態之際進行檢測時、和當磁場強度從強的狀態迀移到弱的狀態之際進行解除時，改變AVref的值，從而能夠容易實現對檢測和解除的滯后的設定。
[0136]標號說明 I比較器
2霍爾元件 3開關電路 4差動放大器 5檢測電壓設定電路。
【主權項】
1.一種比較電路，其特征在于，具備: 第一電容、第二電容、第三電容和第四電容； 比較器，具備:經由所述第一電容輸入第一輸入電壓并經由所述第三電容輸入第三輸入電壓的第一輸入端子，經由所述第二電容輸入第二輸入電壓并經由所述第四電容輸入第四輸入電壓的第二輸入端子，和輸出端子； 基準電壓端子，輸入基準電壓； 第一開關，其一端與所述第一輸入端子連接，在采樣相位導通而將所述第一輸入端子的電壓作為所述輸出端子的電壓；以及 第二開關，其一端與所述第二輸入端子連接，在所述采樣相位導通而將所述第二輸入端子的電壓作為所述基準電壓。2.—種傳感器裝置，與施加在傳感器元件的物理量的強度相應地進行邏輯輸出，其特征在于，具有: 權利要求1所述的比較電路； 傳感器元件； 開關電路，連接有所述傳感器元件的第一端子對及第二端子對，對被供給電源的端子對和輸出與物理量的強度相應的信號電壓的端子對進行切換控制，輸出從所述傳感器元件的端子對輸入的第一信號電壓和第二信號電壓；以及 檢測電壓設定電路，輸出第一基準電壓和第二基準電壓， 基于所述第一信號電壓的電壓作為所述第一輸入電壓而輸入，并且基于所述第二信號電壓的電壓作為所述第二輸入電壓而輸入， 所述第一基準電壓作為所述第三輸入電壓而輸入，并且所述第二基準電壓作為所述第四輸入電壓而輸入， 對所述基準電壓端子輸入第三基準電壓， 所述開關電路具有對于向所述傳感器元件的所述第一端子對供給電源并從所述第二端子對輸出所述信號電壓的第一檢測狀態、和向所述傳感器元件的所述第二端子對供給電源并從所述第一端子對輸出所述信號電壓的第二檢測狀態進行切換的功能， 所述比較電路通過I次所述第一檢測狀態和I次所述第二檢測狀態，進行所述邏輯輸出。
【文檔編號】G01R33/07GK105937916SQ201610122777
【公開日】2016年9月14日
【申請日】2016年3月4日
【發明人】有山稔
【申請人】精工半導體有限公司