編碼孔徑雷達（car）信號的處理方法及裝置的制造方法

編碼孔徑雷達（car）信號的處理方法及裝置的制造方法
【專利摘要】一種雷達系統，其對所接收的雷達信號使用編碼孔徑雷達處理，該雷達信號是由視場中的一個或多個物體反射出，該視場反射了通過K次掃描、每次掃描包括Q個頻率階躍的覆蓋視場的發射信號。對于II型CAR，發射信號還包括每頻率階躍對應N個調制碼。所接收的雷達信號由多個二進制調制器調制，其結果被用于一混合器。對于在一組Q·K（用于I型CAR）或Q·K·N（用于II型CAR）的復數據樣本中的采集結果，混合器的輸出分布于多個數字通道，每個數字通道對應一個期望的波束方向。對于每個通道，復數字樣本按一個樣本接一個樣本地與一復信號掩碼相乘，各通道的復信號掩碼不同。
【專利說明】編碼孔徑雷達(CAR)信號的處理方法及裝置 相關申請的交叉引用
[0001] 本申請要求2013年12月6日提交的、名稱為"編碼孔徑雷達信號的處理方法及裝 置"的美國臨時專利申請No. 61 /912，990的優先權和權益。該美國臨時專利申請No. 61 /912， 990的公開內容以引用的方式并入本文。本申請還要求2014年12月4日提交的美國專利申請 No. 14/561，111的優先權和權益，其全部公開內容以引用的方式并入本文。
[0002] 本申請涉及06/07/2012提交的美國專利申請No. 13/490,607,該申請名稱為"編碼 孔徑波束分析方法及裝置"，其公開內容以引用的方式并入本文。
[0003] 本申請也涉及2012年12月21日提交的美國專利申請No. 13/725,621，該申請名稱 為"編碼孔徑波束分析方法及裝置"，其公開內容以引用的方式并入本文。
[0004] 本申請還涉及與本申請同日提交的美國專利申請No. 14/561，142(承辦代理人文 卷號628971-7)，該申請名稱為"降低編碼孔徑雷達噪聲的方法及裝置"，其公開內容以引用 的方式并入本文。 關于聯邦資助研究或開發的聲明
[0005] 無
技術領域
[0006] 本申請涉及編碼孔徑雷達(CAR)混合器輸出信號的處理方法和裝置，用以在短時 間內通過相對簡單的數字電路對散射體的距離、速度和方位角進行估計。通過將信號樣本 與儲存于存儲器中的"信號掩碼"相乘，每個信號掩碼對應一特定波束方向，然后使用傳統 方法(例如快速傅里葉變換FFT)來處理相乘的結果數據，產生每個波束位置的距離/速度信 息，藉此可以有效地處理CAR信號。
【背景技術】
[0007] CAR是一種尚未以集成電路形式實現的新技術;因此，未有先驗方法和硬件可用來 處理CAR信號。
[0008] CAR信號處理的最直接的方法是利用匹配濾波器技術，這是一種常用的雷達信號 處理方法。該技術包括使接收到的信號與參考信號庫關聯，每個參考信號對應處于特定距 離、速度和方位角的散射體。由于散射體處于參考位置，當接收到的信號包含一成分，以及 表示處于參考位置的散射界面的強度，，將產生很強的輸出。這種技術雖然有用，但通常需 要具巨大存儲量的存儲器來儲存參考信號，以及需要大量的計算來執行(例如) CRJ中的關 聯。
[0009] 相較于傳統的數字波束形成雷達，本發明極大地減少了計算時間和/或降低了數 字硬件的復雜度，這對大型陣列更有優勢。數字波束形成陣列在每個陣列元件后占用單獨 的接收器和模擬-數字轉換器(ADC)。然后，對大量的輸出信號進行數據化，并通過形成元件 信號的線性組合來產生所需特性的指向性波束。該技術需要對來自跨越陣列的所有元件的 數字信息進行加權與合并，對每個波束位置進行單獨的線性組合。由于基本數字計算(例如 乘法)使速度受限，導致了大型陣列的高計算密度以及顯著延遲。
[0010] -種方法是嘗試通過在數字硬件中實現加權和組合來減少計算時間，從而并行地 執行計算。然而，數字波束形成對來自所有元件的信號進行組合的這一事實，造成了高度復 雜的組合網絡，其在陣列變大、尤其當陣列是二維(2D)陣列時，將很快就不可行。
[0011]由于CAR的距離、速度以及空間信息相互依賴，使用一組簡單的乘法然后利用FFT 來產生對距離、速度及方位角的估計，這并非顯而易見。

【發明內容】

[0012] 根據本發明的一個方面，提供一種從發射雷達信號的雷達發射器的視場內的一個 或多個物體反射的雷達信號的處理方法。該方法包括:通過多個受控于二進制編碼數據的 二進制移相器，接收和調制從一個或多個物體反射的雷達信號，以產生一組調制信號;通過 用于產生同相輸出信號和正交輸出信號的混合器，將所述調制信號相加，并進行下變頻，優 選為下變頻至基帶，其中，同相輸出信號和正交輸出信號被一個或多個A/D轉換器采樣并數 字化，產生一組有實部和虛部的數值，其對應于視場的一次采集期間混合器生成的同相輸 出信號和正交輸出信號;將對應于混合器生成的同相輸出信號和正交輸出信號的實部數值 和虛部數值分送到若干通道，通道的數量等于待同時處理的期望的雷達波束方向的數量， 并且每個通道具有與混合器輸出的數字化的同相信號和正交信號相對應的實部數值和虛 部數值;利用每個通道中的實部數值和虛部數值作為被乘數，信號掩碼的實部數值和虛部 數值作為乘數，執行復數乘法，其中，用于每個通道的信號掩碼不同，且每個通道選擇的信 號掩碼用于產生具各通道所需特性的所需波束，每次復數乘法產生的相乘結果具有實部和 虛部，相乘結果或者相乘結果之和對應于視場的采集，其至少概念上可組成二維集合或者 二維矩陣，且該集合或矩陣的每列對應發射雷達信號的頻率階躍，矩陣的每行對應發射雷 達信號的不同次掃描;采用產生概念上為集合或矩陣的轉換數據的轉換函數，將所述相乘 結果或相乘結果之和的實部和虛部轉換為所述集合或矩陣，其中集合或矩陣的轉換數據的 每個位置反映所述視場中處于相應距離并具有相應徑向速度的物體的散射強度，矩陣的轉 換數據的每列表示距離單元，轉換數據的每行表示速度單元。
【附圖說明】
[0013] 圖1示出了CAR的框圖，為簡單起見，僅于接收側有CAR編碼。
[0014] 圖2描繪了可以使用于雷達發射器中的一系列重復的相同頻率階躍，其中該一系 列重復的相同頻率階躍尤其方便用于下文將討論的典型I型CAR編碼技術。
[0015] 圖3描繪了可被用來實施本文所討論的I型CAR編碼的數字硬件的功能框圖。
[0016] 圖3a更具體地描繪了圖3的數字硬件的功能框圖。
[0017]圖3b示出了CAR處理的另一實施例，其中（天線元件的一個子陣列中的）多個天線 元件共享單一的1位(Ι-bit)移相器。
[0018] 圖3c示出了本文描述的CAR處理技術的另一實施例，其中天線元件和1位移相器之 間保持一對一的關系，但是，其中，天線元件的輸出被向下相加至一個以上的端口，這些端 口通過一個以上的A/D轉換器各自地被數字化。
[0019] 圖4描繪了一系列重復的相同頻率階躍，其中，每個頻率階躍使用N個碼，優選地，N 等于視場內合成波束的數量，其尤其方便用于下文將討論的II型CAR編碼。
[0020]圖5示出了可被用來實施本文所討論的II型CAR編碼的數字硬件的功能框圖。
[0021 ]圖6是常規數字波束形成(DBF)雷達的框圖。
【具體實施方式】
[0022] 圖1示出了CAR的框圖，為簡化所使用的硬件，僅于接收側有CAR編碼。與雷達發射 器11相關的天線元件11a發射雷達信號9。雷達信號9覆蓋視場(F0V)，且F0V內的一個或多個 物體散射出能量，其中散射能量8通過與雷達接收器相關的接收雷達天線元件12而被接收。 在一些實施例中，雷達發射器和雷達接收器可以共享天線元件(其采用適當的開關，將接收 器從通常由發射器發射的相對高的能量信號隔離開，以防止該高能量信號損壞接收器）。實 現時，接收雷達天線元件12的陣列優選為二維陣列，但是對于分析和仿真，一維陣列則更為 方便，且其可在實現中使用。
[0023] 采用通過多個二進制（1位)移相器10中的一個，將每個接收信號移相(調制)0度或 180度，每個二進制移相器優選地鄰近或幾乎緊挨與之相關的一個天線元件12。根據控制字 的狀態，所接收的散射信號由此而移相(或不移相），一位控制字應用于每個二進制移相器 1〇(從而控制所接收的散射信號是否進行180度移相(或不移相））。在所描述的實施例中，移 相器18的下游移相信號隨后在14處相加到一個RF輸出端口。控制字可以稱為孔徑碼，因此， 移相器18的下游移相信號在本文中可以稱為"孔徑編碼"。加法裝置14的RF輸出端口處的RF 信號首先被可選的低噪聲放大器(LNA)放大，然后被混合器16下變頻(優選為下變頻至基 帶），并通過模擬-數字轉換器(ADC)18數字化。
[0024] 接收側的CAR解碼可以使用許多可能的發射信號9,但是，包含一系列重復的相同 頻率階躍的發射信號9,是一種尤其方便的信號，如圖2所示，其中q為一次掃描中頻率階躍 的索引，k為一次采集中掃描的索引。從而發射信號9的頻率可以由一系列的相同階躍組成， 其按每次采集k次掃描、每次掃描Q個階躍、及每一階躍有一或多個碼來重復。這種類型的信 號適于相對短距離的物體，以便總的（信號9和8的）往返延遲時間優選地比發射信號9的掃 描周期短很多。對于這類發射信號，可以采用前述兩種方法之一來實現孔徑編碼方案。
[0025] 在I型CAR編碼中，對于每個頻率階躍，可以使用單獨的編碼(每次頻率掃描的單獨 編碼可以認為是相同編碼重復于一特定掃描的特殊情況）。在II型CAR編碼中，一個頻率階 躍期間發射一組的N個碼，并于每個階躍和每次掃描重復此。不同階躍和/掃描中的編碼可 以相同或者不同，但是在一優選實施例中，其為相互正交的重復碼。分別考慮這兩種編碼類 型的數字實現，為簡單起見，只考慮接收側的編碼，但是本發明也同樣適用于發射側的編 碼。如果在發射側有處于不同距離的若干對象散射，本發明在接收側更容易實現，因為信號 將在不同時間被接收。通常，到達物體并返回的往返行程延遲將比每個頻率階躍的持續時 間長，所以接收信號的持續時間延長。這需要更復雜的相關處理。所有目標僅在接收側同時 編碼，因此可以使用更簡單且更有效的FFT處理。 I型CAR編碼
[0026] 對于距離r、徑向速度v(請注意速度v無下標，而混合器電壓^有下標）、及角位置 Ω的單個的理想散射體，每個頻率階躍用不同編碼的混合器輸出電壓的形式為
[0027] 其中，(^是角頻率階躍，△ t(在指數中）是各頻率階躍的持續時間，v(在指數中） 是速度，m是時間索引，V是取決于各種雷達參數例如發射功率、雷達橫截面、天線增益等的 振幅。第η個天線元件產生的復數域陣列表示為&( Ω )，其中Ω是球形坐標角θ,φ的簡化符 號。然后，接收元件、移相器和求和網絡產生的復數域陣列可被寫為
其中Sm,n是"編碼矩陣"，定義為從第η個天線元件10到求和網絡14輸出的第m個編碼的 復傳輸系數(即S21)。
[0028] 定義Q為每次雷達掃描的頻率階躍的數量，K為每次采集的掃描次數。實現時，選擇 參數Q和K來提供所需數量的距離單元和速度單元。時間索引m可以用頻率階躍q和掃描k的 索引來表示，m = q+kQ。距離分辨率和速度分辨率由下式給出
[0029] 在數學上，距離變量和速度變量包含正值和負值，即使負的距離變量實際上沒有 意義，因此，（由奈奎斯特準則確定的)最大距離和最大速度由下式給出
[0030] 首先通過將混合器信號乘以一組"信號掩碼" Sm( Ω '）（注意小寫字母s)，獲得式1 的混合器信號的距離、速度和方位角的估計值，各信號掩碼用于各所需的接收波束方向 Ω，：
[0031] 然后將混合器電壓采樣調整為具有索引q和k的矩陣形式，q表示發射信號的相應 的頻率階躍，k表示相應的掃描。因此，信號掩碼之后的矩陣值可以通過下式表示
[0032]接著，將式5a乘以參考距離r'和參考速度ν'的函數匕,!^'，〇，將索引(1和沾勺所 有的值相加，形成模糊函數：
[0033]模糊函數的峰值表示波束方向Ω '內強散射體的距離值和速度值。可以使用本領 域技術人員公知的傳統方法，將視場的天線陣進行離散化，得到離散的波束方向Ω =Q'S， 該傳統方法依賴于陣列的詳細設計(孔徑大小、元件尺寸等）。有撇號的方向（Q's)表示雷達 在哪兒尋找散射體。無撇號的方向（Ω)是實際散射體的方向。請見式1。當存在許多散射體 時，像本領域技術人員所公知的那樣，由于雷達接收器具有線性響應，來自各散射體的貢獻 相加。
[0034] 一旦確定波束方向，有許多方式供選擇函數Sm,s=S m(Q 's)。一種方法是使用式1的 信號的空間部分的共輒：
[0035] 另一種方法是使用編碼矩陣的偽逆來獲得元件信號的估計值，然后用振幅衰減wn 對估計值加權以進行旁瓣控制。對于這種情況，其選擇是：
其中（sHsrW是編碼矩陣的偽逆。
[0036] 還有許多方法可用來選擇能估計距離和速度的函數^^(，^。，但這與傳統雷達 中使用的處理方法相似，可以使用這些傳統方法中的任一種。對于匹配濾波器處理器，函數 f由下式給出：
[0037] 實際上，在通常是網格的離散點處選擇參考距離r'和參考速度ν'。對距離和速度 的離散化，產生俗稱的"距離單元"和"速度單元"。當將掩碼的數字采樣乘以式8a中的函數， 并將式6中q和k的所有的值求和時，對2D矩陣的數字值%#進行數學變換。變換的結果是 得到每個波束方向Ω 's的模糊函數矩陣，Ω 's的兩個腳注是指特定的距離單元和速度單元， 相應的幅度表示在該距離單元和速度單元中物體的散射強度。由于優選地使用線性調頻掃 描發射雷達，以及將速度空間和距離空間劃分為相同大小的單元，可以證明，式8a在數學上 與2D快速傅里葉變換(FFT)非常相似，所以可以使用2DFFT來替代式8a所示的匹配濾波函數 而誤差可略。
[0038]為簡化討論，假定用匹配濾波器處理來確定發射雷達的視場內物體的距離、徑向 速度和方位角。實際上，使用FFT而非真的匹配濾波器來處理距離/速度，在處理時間和硬件 復雜度方面將更為有效。但是，這種方法對于短距離雷達是有用的，其中往返時間延遲相對 小于掃描周期(例如在汽車雷達中，小于單個掃描周期的例如10%)。雖然通常優先使用FFT 來處理距離/速度，但是，由于這對本領域技術人員是公知的，所以，為便于討論說明，在此 不做詳述。由于選擇使用匹配濾波器的方法更容易被呈現和理解，所以將在下文描述。 [0039] 對于用匹配濾波器處理距離和速度，在根據式5應用波束掩碼之后，將掩碼的數字 數據采樣^的序列排列為矩陣形式？^>，并通過將矩陣元素乘以相因子來對矩陣進行 變換，然后對所有的采樣進行求和，其中相因子是（由式8a給出的)距離r'、速度ν'的物體的 相位的共輒。結果是得到模糊函數，用于估計散射體在距離r '、速度v '及方位角Ω '的強度。
其中知=r-r'和心=v-v'分別是物體距離和參考距離的差值以及物體速度和參考速 度的差值，并且假設用式7來選擇波束掩碼。
[0040] 為了解釋該處理方法在參考距離、參考速度和參考角度分別等于物體距離、物體 速度和物體角度時產生尖銳的峰值，假設編碼矩陣包含+1或-1的值，出現+1或-1的概率為 50%。在一優選實施例中，編碼矩陣選擇這種設置，但是也可以選擇其它設置，例如避免列 的值相等的MXM的哈德瑪德矩陣的N個列。接著解釋模糊函數具有平均意義上所需的特性。 如果編碼矩陣的第m排第η列的值表示來自第η個天線元件通過二進制移相器到求和網絡的 無損耗輸出的散射參數，情況(理想的情況)將是這樣的，將編碼矩陣進行縮放，使得任一行 的平方和一致：
其中，￡111,11為50%概率的+1或-1。需要注意的是，〈￡111, 1^111,11，> = 511,11，，其中括號〈〉表不整 體平均值。此外，為簡化數學式，使用單個索引m = q+kQ。通過式2將式10插入式9,然后計算 整體平均值可以得到：
[0041] 這與常規雷達傳感器所用的模糊函數的形式相同。對m求和產生距離和速度的估 計值，峰值為Sr = δν = 〇。優選地，使用FFT而不是匹配濾波器方法來處理波束掩碼信號 l，FFT是雷達信號處理領域眾所周知的技術。優選使用FFT方法來處理是由于低延遲以 及硬件的有效利用。對η求和，產生具有均勻加權孔徑的天線陣的角度波束圖型，作為Ω '函 數，其位于Ω處有峰值。因此，已經證明了，本文所公開的I型CAR處理，平均來說，給出了與 常規雷達信號處理相同的信息。如果采用FFT處理方法而非匹配濾波器處理方法，所得結果
相似，這是因為FFT的復指數與匹配濾波器所用的函數 幾乎相同，而處理速度將會降低。雖然I型編碼產生的結果于平均意義上與傳統雷達相同， 但是模糊函數關于平均值波動，產生稱為殘余模糊(有時稱為乘性噪聲）的效果。這種效果 使所計算的距離、速度和角度等雷達估計值增加了偽隨機"噪聲"，而該偽隨機"噪聲"可以 通過II型編碼來減少，如下文所述。CAR的主要優點在于，提供與傳統雷達相似的結果，而該 結果可以僅使用單個收發器、若干二進制（相對于多必特)移相器、以及單次采集中收集的 數據計算出的距離、速度與方位角估計值來獲得。
[0042]這種I型CAR處理方法在概念上可以在圖3的功能框圖所示的數字硬件中實現，或 者可以在軟件中實現。即使是在軟件中實現，而軟件理所當然地需要硬件，用于實現圖3的 硬件組件可以包括一個或多個通用CPU，還可以包括一個或多個專用集成電路(ASICs)，其 設計為用于處理FFT處理，這比僅使用一個或多個CPU更容易。
[0043]在混合器輸出信號被模擬-數字轉換器(ADC) 18數字化之后，該數字信號被分成S 個并行通道，通道和待并行處理的波束方向一樣多。因此，S個并行通道中的每一個對應單 個合成的波束方向。對于每個通道，首先應用信號掩碼函數20〇... 20η，其是將每個復信號 采樣與儲存于存儲器的復信號掩碼數Sm,s(m為采樣信號的索引，s為波束方向通道的索 弓丨）進行相乘。混合器16具有同相（I)輸出和正交(Q)輸出，使得混合器信號樣本為復信號， 從而信號掩碼函數2(h. . .20^中的數字乘法為復數乘法。請參見圖3a，其中所示的混合器 16具有分離的I輸出和Q輸出，每個輸出分別用于不同的ADC18i和18q。單個ADC18在本領域 中通常耦接具有I輸出和Q輸出（例如圖3和圖3c的實施例中）的混合器，可以理解，I通道和Q 通道都被數字化。
[0044] 在信號掩碼用于20q. . . 20s-i后，Μ個信號樣本被分成（至少在概念上)K行，每行Q個 樣本。優選地，將2DFFT應用于框24〇. . . 24s-!處的數據矩陣。M = Q倍的Κ，S可以單獨選擇，但 通常等于天線元件10的數量。在框24ο. . .24^處的FFT之后，沿著每列的元件產生特定速度 于各種距離值時的散射強度，而每行的元件為每個距離單元給出于各種速度值時的散射強 度。處理得到物體散射強度于距離、速度和方位角的所有組合的估計。本文所用的字"復"具 有數學意義，也就是說，相應的值具有實部和虛部。
[0045] 優選地，天線元件10和移相器12之間存在如圖3所示的一對一關系。但是，在一些 實施例中（請參見圖3a)，若干天線元件10組合在一起(在子陣列10 SA中相加)然后耦接到單 個移相器12,這也是可能的。這種方法的缺點在于元件圖型中出現了柵瓣，因為子陣列彼此 間隔的距離大于λ/2(其中λ是雷達系統的標稱頻率的波長）。由于柵瓣使得增益減小，或是 在不必要的方向中產生或接收到寄生輻射，所以是不合需要的。圖3a實施例的優點是成本 低。
[0046] 圖3c示出了本文描述的CAR處理技術的另一種實施例，其中天線元件和1位移相器 之間仍然保持一對一關系，但是，天線元件的輸出被向下相加到一個以上的端口，這些端口 各自被一個以上的A/D轉換器18數字化。這種方法的優點是，由于有一個以上的接收通道， 每個通道各自收集能量，所以提高了信噪比。缺點是增加了成本。
[0047]圖3、圖3b和圖3c中只示出了少數天線元件10和移相器12,應當理解的是，在一些 實施例中，天線元件10和移相器12的數量可以非常大。 II型CAR編碼
[0048]在II型CAR編碼方案中，每個頻率階躍的發射期間使用N個碼，如圖4所示，其中N優 選地等于1位移相器的數量。雖然N個一位發射碼可以按應用于1位移相器12的一位接收碼 相同的方式來選擇(例如，該選擇可以是，偽隨機選擇），但是所得到的兩個矩陣不應當選擇 同一個。此外，由于收發碼組合僅僅是不同的發射碼和接收碼的乘積(雷達響應正比于發射 調制和接收調制的乘積，這是本領域技術人員公知的），所以整個編碼矩陣是發送碼矩陣和 接收碼矩陣的逐個元素的乘積。因此應當確保整體編碼包含線性獨立的列。
[0049] 使用比1位移相器12更多數量的編碼不會進一步減少殘余模糊，然而使用比1位移 相器12更少數量的編碼雖然不會消除殘余模糊，但會降低它。這些N碼(發射端）以及應用于 于1位移相器12的二進制控制數據是單一位的隨機碼，例如哈達瑪德碼、偽隨機碼等。這N個 碼重復于發射期間的每個掃描的每個頻率階躍。雖然每個頻率階躍也可以使用不同的編 碼，但是這是不必要的。在下文的一優先實施例中，假定相同的一組N個碼用于所有的頻率 階躍和掃描。對于在距離r、徑向速度v及方位角Ω的單個理想的散射體，具N個碼的每個頻 率階躍的混合器輸出電壓具有如下形式
其中，η為碼的索引，〇^是角頻率階躍，At現在為每個碼周期的持續時間，V是幅度，其 依賴于各種雷達參數，例如發射功率、雷達橫截面、天線增益等。應當注意的是，信號的總長 度是匪(M的N倍)個信號樣本。
[0050] 為處理這個信號，首先在每個期望的波束方向Ω '之前應用信號掩碼8η(Ω '），但 現在是將每組的Ν個碼的結果相加，形成長度為Μ的一組信號，每組信號用于每一波束方向：
[0051] 此過程與I型編碼的幾乎相同，唯一的不同在于，在乘以信號掩碼后，將Ν個連續的 掩碼信號樣本相加。這一額外的求和運算對于所增加的額外的復雜度微不足道。信號掩碼 值可以按與I型信號相同的考慮因素進行選擇。一種通常的做法是，選擇數量與波束方向S 的數量相等的Ν個碼，使得S n,s = Sn( Ω 's)，形成方陣。一種優選實施例中，也可以選擇正交的 方形編碼矩陣。
[0052]為說明這種編碼方案及處理方法的結果具有所需的特性，將式12代入式13,并使 用信號掩碼
的匹配濾波器選擇：
[0053]對于實際的雷達，總的采集時間要設計為足夠短，以使得最快的目標不會穿過多 個距離單元(優選為僅一個），因為移動會模糊雷達響應。基于這一事實，在單個碼的持續時 間A t期間，該移動通常是小到可以忽略。根據式14,如果保證
那么式14中依賴η的最后一個指數因子可以因極小的誤差而被忽略。使用式2和式3,則 式5的條件可以表示為實際中常常被滿足的條件： Q?3i,(式 16) 假定是這種情況，并且利用選擇的正交編碼矩陣這一實例，以便SHS = I/N，其中I是單 位矩陣，每個波束方向的Μ個掩碼信號變為
[0054] 然后這些信號被組成矩陣形式，并通過FFT(或其它一些方法)進行處理，以提供如 上所述的距離/速度信息。為簡單起見，使用匹配濾波器方法。將式17與式9的相因子相乘， 得到模糊函數
其與式11相同，但是這個結果不包含I型編碼的偽隨機變量(即殘余模糊）。應當指出的 是，數字處理硬件的實現幾乎與上述及圖3所示的I型編碼相似，除了每個通道僅需要一個 額外的加法器。
[0055] 相比常規數字波束形成(DBF)雷達(圖6所示），CAR的一個主要優點在于，其簡化了 數字處理，尤其是采用本發明實現時的數字處理。DBF雷達使用單獨的接收器，且在每個接 收元件后使用ADC。可以使用中央處理器單元(CPU)來處理所有元部件的數據，以在期望的 方向合成波束，并(經常)使用FFT來提供距離/速度信息。為提供DBF和CAR的對比，請注意使 用與上述CAR相同類型信號的數字波束形成陣列的N個混合器輸出信號：
[0056] 雖然其與式12形式相似，但指數的含義不同。這里下標η指的是天線元件，At是頻 率階躍的持續時間。gn( Ω )是第η個天線元件的復天線方向圖。為形成單個波束，必須對所 有單位信號應用一組權重，并求和，且應重復于每個波束位置。對于匹配濾波器波束形成， 按下式加權單位信號：
然后使用FFTs或本領域公知的其它傳統的距離/速度處理方法來處理所得的加權信 號。圖5的框24〇. . .24η處以框圖形式示出了傳統的FFT處理，這里將進行更詳細的討論。
[0057] 這種II型CAR處理方法在概念上可以采用圖5所示的數字硬件的功能框圖實現，或 者可以在軟件中實現，該軟件可以使用一個或多個通用CPU，還可能使用如上述的圖3的一 個或多個ASICs。圖5與描述了 I型CAR處理的概念性實現的圖3非常相似，但是圖5中增加了 圖3中沒有的一組方框22(). . .22^，而這組方框對II型CAR處理是有必要的。另外，這兩幅圖 基本相似，并且使用相同的元件標號來指代I型CAR和II型CAR中元件。
[0058]在圖5中，模擬-數字轉換器(ADC) 18對混合器16的輸出信號數字化之后，該數字信 號被分成S個并行通道，其與待并行處理的波束方向一樣多，如I型CAR的處理那樣。因此S個 并行通道中的每一個對應單個合成波束位置。對于每個通道，首先應用信號掩碼函數 20〇. . .20η，其是將每個復信號采樣vm與儲存于存儲器的復信號掩碼數Sm,s(m為采樣信號的 索引，s為波束方向通道的索引）進行相乘。。混合器16具有同相（I)輸出和正交(Q)輸出，使 得混合器信號采樣為復信號，從而信號掩碼函數2(h. . .20η中的數字乘法為復數乘法。請 參見圖3a，其中所示的混合器16具有分離的I輸出和Q輸出，每個輸出分別用于不同的 ADC18 i和18q。單個ADC18在本領域中通常耦接具有I輸出和Q輸出（例如圖3、圖5和圖3c的實 施例中）的混合器，可以理解，I通道和Q通道都被數字化。
[0059]在信號掩碼用于20o. . .20s-i后，Μ個信號采樣被分成（至少在概念上)K行，每行Q個 樣本。優選地將2DFFT應用于框24ο. . .24^處的數據矩陣，正如I型CAR實現的那樣，除了在 信號掩碼用于20ο. . .20^后，將N個數據采樣在框20ο. . .20^處相加求和，然后將該求和結 果用于框24ο. . .24^處。請參見與本申請同日申請的美國專利申請，序列號為___，發明 名稱為"用于減少編碼孔徑雷達的噪聲的方法和裝置"（承辦代理人文卷號628927-0)，其深 入討論了本文圖5(在那篇申請中為圖3)的硬件。
[0060] CAR處理需要的數字計算比常規DBF處理的要少(請參見圖6)，在大型陣列中這一 優點尤為明顯。對于CAR，將每個ADC采樣乘以復數，然后，對于II型編碼，將N組掩碼信號進 行相加。由于加法比乘法更省時且硬件效率更好，所以當比較計算的復雜度時，加法可以忽 略不計而只考慮乘法。CAR信號掩碼需要的乘法數量和ADC采樣的一樣多，即I型編碼為M，而 II型編碼為麗。相比之下，DBF中，每個ADC采樣的N個波束中的每一個需要N次乘法(和一次 加法）。每個采樣需要總共N 2次乘法(假定波束的數量S與天線元件N的數量相同，這是經常 出現的情況）。每次采樣總共有Μ個樣本，所以乘法的總數是MN 2。因此，可以看出，CAR在計算 量需求方面具有優勢，其相比DBF需要更少的計算量，I型CAR為N2,而II型CAR為N。
[0061 ] 對于I型CAR和II型CAR，2DFFT處理之后，通過對2DFFT處理輸出的數據應用"閾 值"，一般可以識別出明顯的散射體，其中，保留越過所選閾值的樣本，而排除小于閾值的樣 本。其他處理可以用于將明顯的樣本分組在一起，以識別出可能產生許多不同但相關的散 射活動的單個大物體。使用這種處理技術，雷達傳感器可以提供諸如在碰撞路徑上通過主 車輛識別出物體的功能。
[0062] 以上為本發明實施例的描述。在以上所呈現本發明實施例的描述，其目的在于說 明與描述。其用意并非為窮盡或將本發明限制為所揭示的準確形式或方法。依據上述教導 可以做出許多可能的修改和變化。其意圖在于說明本發明的范圍不受該詳細描述的限制， 而是由所附權利要求書限制。
[0063] 本文描述了優選的所有元件、部件和步驟。但是應當理解的是，任何這些元件、部 件和步驟是可以由其它元件、部件和步驟代替或者完全刪除，這對本領域技術人員而言是 顯而易見的。
[0064]概括地說，本文至少公開如下： 一種雷達系統，其對所接收的雷達信號使用編碼孔徑雷達處理，該雷達信號是由視場 中的一個或多個物體反射出，該視場反射了通過K次掃描、每次掃描包括Q個頻率階躍的覆 蓋視場的發射信號。對于II型CAR，發射信號還包括每頻率階躍對應N個調制碼。所接收的雷 達信號由多個二進制調制器調制，其結果被用于一混合器。對于在一組Q · K(用于I型CAR) 或Q · K · N(用于II型CAR)的復數據樣本中的采集結果，混合器的輸出分布于多個數字通 道，每個數字通道對應一個期望的波束方向。對于每個通道，復數字樣本按一個樣本接一個 樣本地與一復信號掩碼相乘，各通道的復信號掩碼不同。所選擇的信號掩碼值用于產生期 望的波束方向和所需的旁瓣性能。
[0065] 本文還至少公開了如下內容： 內容1. 一種處理雷達信號的方法，該雷達信號是從發射該雷達信號的雷達發射器的視 場內的一個或多個物體反射出的，所述方法包括： a. 通過多個受控于二進制編碼數據的二進制移相器，接收和調制從一個或多個物體反 射出的雷達信號，以產生一組調制信號； b. 通過用于產生同相輸出信號和正交輸出信號的混合器，將所述調制信號相加，并進 行下變頻，優選為下變頻至基帶，其中同相輸出信號和正交輸出信號被一個或多個模擬-數 字轉換器采樣并數字化，產生一組有實部和虛部的數值，其對應于所述視場的一次采集期 間所述混合器生成的同相輸出信號和正交輸出信號； c. 將對應于所述混合器生成的同相輸出信號和正交輸出信號的實部數值和虛部數值 分送到若干通道，所述通道的數量等于待同時處理的期望的雷達波束方向的數量，且每個 通道具有與所述混合器輸出的同相信號和正交信號相對應的實部數值和虛部數值； d. 利用每個通道中的所述實部數值和虛部數值作為被乘數，信號掩碼的實部數值和虛 部數值作為乘數，執行復數乘法，其中，用于每個通道的信號掩碼不同，且每個通道選擇的 信號編碼用于產生具有各通道所需特性的所需波束，每次復數乘法產生的相乘結果具有實 部和虛部，相乘結果或者相乘結果之和對應于所述視場的采集，其至少概念上可組成二維 集合或二維矩陣，所述集合或矩陣的每列對應發射雷達信號的頻率階躍，所述矩陣的每行 對應發射雷達信號的不同次掃描； e. 采用產生概念上為集合或矩陣的轉換數據的轉換函數，將所述相乘結果或所述相乘 結果之和的實部和虛部轉換為集合或矩陣，其中，所述集合或矩陣的所述轉換數據的每個 位置反映所述視場中處于相應距離并具有相應徑向速度的物體的散射強度，所述矩陣的所 述轉換數據的每列表示距離單元，所述轉換數據的每行表示速度單元。
[0066] 內容2.如內容1所述的方法，其特征在于，所述二進制編碼數據包括元素為隨機或 偽隨機選擇的元素矩陣。
[0067] 內容3.如內容2所述的方法，其特征在于，所述元素包括哈德瑪德碼。
[0068] 內容4.如內容2所述的方法，其特征在于，所述元素為偽隨機選擇，所述元素矩陣 中每個元素為50%概率的偽隨機二進制狀態。
[0069] 內容5.如內容1至4所述的方法，其特征在于，所述信號掩碼的實部數值和虛部數 值儲存于存儲器。
[0070] 內容6.如內容1至5所述的方法，其特征在于，所述每個通道的所需波束的所需特 性包括具有所需波束旁瓣特性或特征的所期望的波束方向。
[0071 ]內容7.如內容1至6所述的方法，其特征在于，所述轉換函數包括匹配濾波器處理 或者匹配濾波器處理的近似法。
[0072]內容8.如內容7所述的方法，其特征在于，所述匹配濾波器處理近似于快速傅里葉 變換FFT函數。
[0073]內容9.如內容8所述的方法，其特征在于，所述FFT函數為2DFFT函數，其執行于每 個所述通道的相乘結果的實部和虛部。
[0074] 內容10.如內容1至9所述的方法，其特征在于，使用若干個所述二進制移相器，提 供若干個所述通道，并且，所述通道的數量等于所述二進制移相器的數量。
[0075] 內容11.如內容1至10所述的方法，其特征在于，生成發射雷達信號，其反映所述視 場中的所述物體，所述發射雷達信號在掃描中生成，以覆蓋所述視場，其中，每次掃描中的 所述發射雷達信號以Q個頻率階躍每掃描方式調頻。
[0076] 內容12.如內容11所述的方法，其特征在于，生成K次掃描的所述發射雷達信號，以 完成所述視場中所述物體的一次采集。
[0077]內容13.如內容12所述的方法，其特征在于，K的Q倍結果等于距離單元和速度單元 的數量。
[0078] 內容14.如內容13所述的方法，其特征在于，所述距離單元和速度單元的數量的選 擇與所述期望的雷達波束方向的數量無關。
[0079] 內容15.如內容13所述的方法，其特征在于，對于一次掃描中的所述發射雷達信號 的每次頻率階躍，所述發射雷達信號中傳輸N個碼，其中，在每個通道獲得所述相乘結果之 后，在各通道中將N個多位相乘結果相加在一起，產生每個所述通道的相乘結果之和，所述 每個通道的相乘結果之和包含實部和虛部，所述每個通道的相乘結果之和的實部和虛部被 應用于一個所述轉換函數。
[0080] 內容16.如內容15所述的方法，其特征在于，所述二進制編碼數據包括元素為隨機 或偽隨機選擇的元素矩陣。
[0081 ]內容17.如內容16所述的方法，其特征在于，所述元素包括哈德瑪德碼。
[0082]內容18.如內容16所述的方法，其特征在于，所述元素為偽隨機選擇，所述元素矩 陣中每個元素為50 %概率的偽隨機二進制狀態。
[0083]內容19.如內容15至18所述的方法，其特征在于，所述信號掩碼的實部數值和虛部 數值儲存于存儲器。
[0084]內容20.如內容15至19所述的方法，其特征在于，所述每個通道的所需波束的所需 特性包括具有所需波束旁瓣特性或特征的所期望的波束方向。
[0085]內容21.如內容15至20所述的方法，其特征在于，所述轉換函數包括匹配濾波器處 理或匹配濾波器處理的近似法。
[0086]內容22.如內容21所述的方法，其特征在于，所述匹配濾波器近似于快速傅里葉變 換FFT函數。
[0087]內容23.如內容22所述的方法，其特征在于，所述FFT函數為2DFFT函數，其執行于 每個所述通道的相乘結果的實部和虛部。
[0088]內容24.如內容15至23所述的方法，其特征在于，使用若干個所述二進制移相器， 提供若干個所述通道，并且，所述通道的數量等于所述二進制移相器的數量。
[0089]內容25.-種處理雷達信號的方法，該雷達信號是從發射該雷達信號的雷達發射 器的視場內的一個或多個物體反射出的，所述方法包括： a. 通過多個受控于二進制編碼數據的二進制移相器，接收和調制從一個或多個物體反 射出的雷達信號，以產生一組調制信號； b. 通過用于產生同相輸出信號和正交輸出信號的混合器，將所述調制信號相加，并進 行下變頻，優選為下變頻至基帶，其中同相輸出信號和正交輸出信號被一個或多個模擬-數 字轉換器采樣并數字化，產生一組有實部和虛部的數值，其對應于所述視場的一次采集期 間所述混合器生成的同相輸出信號和正交輸出信號； c. 將對應于所述混合器生成的同相輸出信號和正交輸出信號的實部數值和虛部數值 分送到若干通道，所述通道的數量等于待同時處理的期望的雷達波束方向的數量，且每個 通道具有與所述混合器輸出的同相信號和正交信號相對應的實部數值和虛部數值； d. 利用每個通道中的所述實部數值和虛部數值作為被乘數，信號掩碼的實部數值和虛 部數值作為乘數，執行復數乘法，其中，用于每個通道的信號掩碼不同，且每個通道選擇的 信號編碼用于產生具有各通道所需特性的所需波束，每次復數乘法產生的多位相乘結果具 有實部和虛部， e. 將每個通道的多個多位相乘結果相加在一起，產生每個所述通道的所述多個相乘結 果之和，所述多個相乘結果之和在概念上至少可組成二維集合或矩陣，所述集合或矩陣的 每列對應所述發射雷達信號的頻率階躍，且所述矩陣的每行對應所述發射雷達信號的不同 次掃描； f. 采用產生概念上為集合或矩陣的轉換數據的轉換函數，將所述相乘結果之和的實部 和虛部轉換為集合或矩陣，其中，所述集合或矩陣的所述轉換數據的每個位置反映所述視 場中處于相應距離并具有相應徑向速度的物體的散射強度，所述矩陣的所述轉換數據的每 列表示距離單元，所述轉換數據的每行表示速度單元。
[0090]內容26. -種用于處理雷達信號的裝置，該雷達信號是從發射該雷達信號的雷達 發射器的視場內的一個或多個物體反射出的，所述方法包括： a. 多個天線元件，用于接收從一個或多個物體反射的雷達信號； b. 多個受控于二進制編碼數據的一位調制器，用于調制所接收的雷達信號，以產生一 組調制信號； c. 求和模塊，用于將來自多個所述一位調制器的所述調制信號進行相加； d. 親接到求和模塊的混合器，用于產生同相輸出信號和正交輸出信號； e. -個或多個A/D轉換器，用于對所述混合器的同相輸出信號和正交輸出信號進行采 樣和數字化，產生一組有實部和虛部的數值，其對應于所述視場的一次采集期間所述混合 器生成的同相輸出信號和正交輸出信號； f. 用于將對應于所述混合器生成的同相輸出信號和正交輸出信號的實部數值和虛部 數值分送到若干通道的裝置，所述通道的數量等于待同時處理的期望的雷達波束方向的數 量，且每個通道具有與所述混合器輸出的同相信號和正交信號的實部數值和虛部數值； g. 用于執行復數乘法的裝置，其中利用每個通道中的所述實部數值和虛部數值作為被 乘數，信號掩碼的實部數值和虛部數值作為乘數，其中，用于每個通道的信號掩碼不同，且 每個通道選擇的信號編碼用于產生具有各通道所需特性的所需波束，每次復數乘法產生的 相乘結果具有實部和虛部，相乘結果或者相乘結果之和對應于所述視場的采集，其至少概 念上可組成二維集合或二維矩陣，所述集合或矩陣的每列對應發射雷達信號的頻率階躍， 所述矩陣的每行對應發射雷達信號的不同次掃描； h.用于將所述相乘結果或所述相乘結果之和的實部和虛部轉換為集合或矩陣的裝置， 其中，采用產生概念上為集合或矩陣的轉換數據的轉換函數，所述集合或矩陣的所述轉換 數據的每個位置反映所述視場中處于相應距離并具有相應徑向速度的物體的散射強度，所 述矩陣的所述轉換數據的每列表示距離單元，所述轉換數據的每行表示速度單元。
[0091]內容27.-種雷達系統，其對所接收的雷達信號使用編碼孔徑雷達處理，該雷達信 號是由視場中的一個或多個物體反射出，該視場反射了通過K次掃描、每次掃描包括Q個頻 率階躍的覆蓋視場的發射信號。對于II型CAR，發射信號還包括每頻率階躍對應N個調制碼。 所接收的雷達信號由多個二進制調制器調制，其結果被用于一混合器。對于在一組Q · K(用 于I型CAR)或Q · K · N(用于II型CAR)的復數據樣本中的采集結果，混合器的輸出分布于多 個數字通道，每個數字通道對應一個期望的波束方向。對于每個通道，復數字樣本按一個樣 本接一個樣本地與一復信號掩碼相乘，各通道的復信號掩碼不同。所選擇的信號掩碼值用 于產生期望的波束方向和所需的旁瓣性能。
【主權項】
1. 一種處理雷達信號的方法，該雷達信號是從發射該雷達信號的雷達發射器的視場內 的一個或多個物體反射出的，所述方法包括： a. 通過多個受控于二進制編碼數據的二進制移相器，接收和調制從一個或多個物體 反射出的雷達信號，以產生一組調制信號； b. 通過用于產生同相輸出信號和正交輸出信號的混合器，將所述調制信號相加，并進 行下變頻，優選為下變頻至基帶，其中同相輸出信號和正交輸出信號被一個或多個模擬-數 字轉換器采樣并數字化，產生一組有實部和虛部的數值，其對應于所述視場的一次采集期 間所述混合器生成的同相輸出信號和正交輸出信號； c. 將對應于所述混合器生成的同相輸出信號和正交輸出信號的實部數值和虛部數值 分送到若干通道，所述通道的數量等于待同時處理的期望的雷達波束方向的數量，且每個 通道具有與所述混合器輸出的同相信號和正交信號相對應的實部數值和虛部數值； d. 利用每個通道中的所述實部數值和虛部數值作為被乘數，信號掩碼的實部數值和 虛部數值作為乘數，執行復數乘法，其中，用于每個通道的信號掩碼不同，且每個通道選擇 的信號編碼用于產生具有各通道所需特性的所需波束，每次復數乘法產生的相乘結果具有 實部和虛部，相乘結果或者相乘結果之和對應于所述視場的采集，其至少概念上可組成二 維集合或二維矩陣，所述集合或矩陣的每列對應發射雷達信號的頻率階躍，所述矩陣的每 行對應發射雷達信號的不同次掃描； e. 采用產生概念上為集合或矩陣的轉換數據的轉換函數，將所述相乘結果或所述相 乘結果之和的實部和虛部轉換為集合或矩陣，其中，所述集合或矩陣的所述轉換數據的每 個位置反映所述視場中處于相應距離并具有相應徑向速度的物體的散射強度，所述矩陣的 所述轉換數據的每列表示距離單元，所述轉換數據的每行表示速度單元。2. 如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述二進制編碼數據包括元素為隨機或偽隨 機選擇的元素矩陣。3. 如權利要求2所述的方法，其特征在于，所述元素包括哈德瑪德碼。4. 如權利要求2所述的方法，其特征在于，所述元素為偽隨機選擇，所述元素矩陣中每 個元素為50%概率的偽隨機二進制狀態。5. 如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述信號掩碼的實部數值和虛部數值儲存于 存儲器。6. 如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述每個通道的所需波束的所需特性包括具 有所需波束旁瓣特性或特征的所期望的波束方向。7. 如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述轉換函數包括匹配濾波器處理或者匹配 濾波器處理的近似法。8. 如權利要求7所述的方法，其特征在于，所述匹配濾波器處理近似于快速傅里葉變換 FFT函數。9. 如權利要求8所述的方法，其特征在于，所述FFT函數為2DFFT函數，其執行于每個所 述通道的相乘結果的實部和虛部。10. 如權利要求1所述的方法，其特征在于，使用若干個所述二進制移相器，提供若干個 所述通道，并且，所述通道的數量等于所述二進制移相器的數量。11. 如權利要求1所述的方法，其特征在于，生成發射雷達信號，其反映所述視場中的所 述物體，所述發射雷達信號在掃描中生成，以覆蓋所述視場，其中，每次掃描中的所述發射 雷達信號以Q個頻率階躍每掃描方式調頻。12. 如權利要求11所述的方法，其特征在于，生成K次掃描的所述發射雷達信號，以完成 所述視場中所述物體的一次采集。13. 如權利要求12所述的方法，其特征在于，K的Q倍結果等于距離單元和速度單元的數 量。14. 如權利要求13所述的方法，其特征在于，所述距離單元和速度單元的數量的選擇與 所述期望的雷達波束方向的數量無關。15. 如權利要求13所述的方法，其特征在于，對于一次掃描中的所述發射雷達信號的每 次頻率階躍，所述發射雷達信號中傳輸N個碼，其中，在每個通道獲得所述相乘結果之后，在 各通道中將N個多位相乘結果相加在一起，產生每個所述通道的相乘結果之和，所述每個通 道的相乘結果之和包含實部和虛部，所述每個通道的相乘結果之和的實部和虛部被應用于 一個所述轉換函數。16. 如權利要求15所述的方法，其特征在于，所述二進制編碼數據包括元素為隨機或偽 隨機選擇的元素矩陣。17. 如權利要求16所述的方法，其特征在于，所述元素包括哈德瑪德碼。18. 如權利要求16所述的方法，其特征在于，所述元素為偽隨機選擇，所述元素矩陣中 每個元素為50%概率的偽隨機二進制狀態。19. 如權利要求15所述的方法，其特征在于，所述信號掩碼的實部數值和虛部數值儲存 于存儲器。20. 如權利要求15所述的方法，其特征在于，所述每個通道的所需波束的所需特性包括 具有所需波束旁瓣特性或特征的所期望的波束方向。21. 如權利要求15所述的方法，其特征在于，所述轉換函數包括匹配濾波器處理或匹配 濾波器處理的近似法。22. 如權利要求21所述的方法，其特征在于，所述匹配濾波器近似于快速傅里葉變換 FFT函數。23. 如權利要求22所述的方法，其特征在于，所述FFT函數為2DFFT函數，其執行于每個 所述通道的相乘結果的實部和虛部。24. 如權利要求15所述的方法，其特征在于，使用若干個所述二進制移相器，提供若干 個所述通道，并且，所述通道的數量等于所述二進制移相器的數量。25. -種處理雷達信號的方法，該雷達信號是從發射該雷達信號的雷達發射器的視場 內的一個或多個物體反射出的，所述方法包括： a. 通過多個受控于二進制編碼數據的二進制移相器，接收和調制從一個或多個物體 反射出的雷達信號，以產生一組調制信號； b. 通過用于產生同相輸出信號和正交輸出信號的混合器，將所述調制信號相加，并進 行下變頻，優選為下變頻至基帶，其中同相輸出信號和正交輸出信號被一個或多個模擬-數 字轉換器采樣并數字化，產生一組有實部和虛部的數值，其對應于所述視場的一次采集期 間所述混合器生成的同相輸出信號和正交輸出信號； c. 將對應于所述混合器生成的同相輸出信號和正交輸出信號的實部數值和虛部數值 分送到若干通道，所述通道的數量等于待同時處理的期望的雷達波束方向的數量，且每個 通道具有與所述混合器輸出的同相信號和正交信號相對應的實部數值和虛部數值； d. 利用每個通道中的所述實部數值和虛部數值作為被乘數，信號掩碼的實部數值和 虛部數值作為乘數，執行復數乘法，其中，用于每個通道的信號掩碼不同，且每個通道選擇 的信號編碼用于產生具有各通道所需特性的所需波束，每次復數乘法產生的多位相乘結果 具有實部和虛部， e. 將每個通道的多個多位相乘結果相加在一起，產生每個所述通道的所述多個相乘 結果之和，所述多個相乘結果之和在概念上至少可組成二維集合或矩陣，所述集合或矩陣 的每列對應所述發射雷達信號的頻率階躍，且所述矩陣的每行對應所述發射雷達信號的不 同次掃描； f. 采用產生概念上為集合或矩陣的轉換數據的轉換函數，將所述相乘結果之和的實 部和虛部轉換為集合或矩陣，其中，所述集合或矩陣的所述轉換數據的每個位置反映所述 視場中處于相應距離并具有相應徑向速度的物體的散射強度，所述矩陣的所述轉換數據的 每列表示距離單元，所述轉換數據的每行表示速度單元。26.-種用于處理雷達信號的裝置，該雷達信號是從發射該雷達信號的雷達發射器的 視場內的一個或多個物體反射出的，所述方法包括： a. 多個天線元件，用于接收從一個或多個物體反射的雷達信號； b. 多個受控于二進制編碼數據的一位調制器，用于調制所接收的雷達信號，以產生一 組調制信號； c. 求和模塊，用于將來自多個所述一位調制器的所述調制信號進行相加； d. f禹接到求和模塊的混合器，用于產生同相輸出信號和正交輸出信號； e. -個或多個A/D轉換器，用于對所述混合器的同相輸出信號和正交輸出信號進行采 樣和數字化，產生一組有實部和虛部的數值，其對應于所述視場的一次采集期間所述混合 器生成的同相輸出信號和正交輸出信號； f. 用于將對應于所述混合器生成的同相輸出信號和正交輸出信號的實部數值和虛部 數值分送到若干通道的裝置，所述通道的數量等于待同時處理的期望的雷達波束方向的數 量，且每個通道具有與所述混合器輸出的同相信號和正交信號的實部數值和虛部數值； g. 用于執行復數乘法的裝置，其中利用每個通道中的所述實部數值和虛部數值作為 被乘數，信號掩碼的實部數值和虛部數值作為乘數，其中，用于每個通道的信號掩碼不同， 且每個通道選擇的信號編碼用于產生具有各通道所需特性的所需波束，每次復數乘法產生 的相乘結果具有實部和虛部，相乘結果或者相乘結果之和對應于所述視場的采集，其至少 概念上可組成二維集合或二維矩陣，所述集合或矩陣的每列對應發射雷達信號的頻率階 躍，所述矩陣的每行對應發射雷達信號的不同次掃描； h. 用于將所述相乘結果或所述相乘結果之和的實部和虛部轉換為集合或矩陣的裝 置，其中，采用產生概念上為集合或矩陣的轉換數據的轉換函數，所述集合或矩陣的所述轉 換數據的每個位置反映所述視場中處于相應距離并具有相應徑向速度的物體的散射強度， 所述矩陣的所述轉換數據的每列表示距離單元，所述轉換數據的每行表示速度單元。
【文檔編號】G01S7/28GK105874351SQ201480071127
【公開日】2016年8月17日
【申請日】2014年12月4日
【發明人】喬納森·J·林奇, Z·A·徐, 彥丞·權
【申請人】美國休斯研究所