用于減小編碼孔徑雷達中的噪聲的方法及設備的制造方法
【專利摘要】一種用于減小編碼孔徑雷達系統中的噪聲的方法及設備，該編碼孔徑雷達系統發射信號，信號以掃掠的形式發生，其中應用K個掃掠來覆蓋編碼孔徑雷達系統的視場并且在其中每個掃掠發生Q個頻率偏移或步長。提供了N個天線元件的陣列，天線元件陣列的每個都有與其耦合的關聯的兩態調制器。在陣列處接收的能量根據多比特編碼的序列調制，編碼序列中的編碼數目包括至少K乘以Q乘以N，從而與在其多比特編碼序列中具有少于K乘以Q乘以N個編碼的編碼孔徑雷達系統相比，減小編碼孔徑雷達系統中的噪聲。
【專利說明】用于減小編碼孔徑雷達中的噪聲的方法及設備 相關申請的交叉引用
[0001] 本申請要求2013年12月6日提交的名稱為"用于處理編碼孔徑雷達信號的方法及 設備"的序號61/912,990美國臨時專利申請以及與本申請在相同日期提交的名稱為"用于 處理編碼孔徑雷達信號的方法及設備"的S/N 14/561，111美國專利申請（代理人案卷 629073)的權益。以上指明的序號61/912，990美國臨時專利申請和S/N 14/561，111美國專 利申請的公開內容特此以其整體作為參考結合到本文中。本申請也要求2014年12月4日提 交的序號14/561，142美國申請的優先權及權益，通過援引將其整體并入到本文中。
[0002] 本申請涉及2012年6月7日提交的名稱為"編碼孔徑波束分析方法及設備"的序號 13/490,607美國專利申請，其公開內容通過援引并入到本文中。
[0003] 本申請也涉及2012年12月21日提交的名稱為"編碼孔徑波束分析方法及設備"的 序號13/725,621美國專利申請，其公開內容通過援引并入到本文中。 關于聯邦資助研究或開發的聲明
[0004] 無。
技術領域
[0005] 本發明講授為編碼孔徑雷達(CAR)使用的編碼方法，其減小作為孔徑編碼的結果 而典型地存在的模糊(有時稱為"乘性噪聲"）。本發明的新穎性在于其最小化雷達信號中的 模糊，同時提供在指定的視場中的目標的距離、徑向速度、以及角度位置的完整信息。本發 明保留CAR的全部優勢同時通過減小模糊來改善雷達性能。
【背景技術】
[0006] CAR與傳統的相控陣雷達不同。與傳統的相控陣雷達相比，靈敏度在CAR中常常受 限，因為能量典型地在相對短的時期內收集，該時期在使用CAR時由單個雷達距離/多普勒 捕獲構成。由于此，總的接收到的能量低于，比方說，形成定向波束但隨后通過順序地移動 波束至視場內全部波束方向來在較長時期收集能量的傳統的相控陣雷達。例如，如果N個波 束充滿視場，則傳統的相控陣雷達在每個波束位置需要一個捕獲期，以便總能量將是對于 CAR的N倍大。在2013年12月6日提交的名稱為"用于處理編碼孔徑雷達信號的方法及設備" 的序號61/912,990美國臨時專利申請以及與本申請在相同日期提交的名稱為"用于處理編 碼孔徑雷達信號的方法及設備"的S/N 14/561，111美國專利申請(代理人案卷629073)中指 明了兩類CAR(I類和II類）。本公開內容更加詳細地描述了II類CAR以及特別是與I類CAR相 比其如何減小(來自乘性噪聲）的模糊。
[0007] 如果延長I類CAR捕獲期N倍，則CAR的靈敏度將與對于傳統的相控陣相同（其它事 物相同）。然而，在該情況中多普勒通道(Doppler bin)的數目增大N倍，增大了 I類CAR系統 的運算負擔。
[0008] 鑒于I類CAR編碼雷達系統的典型的低靈敏度，其可被有效地采用在可以使用短距 雷達的情況中，例如，作為汽車雷達，用于在低級的可視環境中降落的旋翼飛機、接近傳感 器、飛機高度計（用于使用降落），用于在滑行道或在航空母艦上調遣飛機，等等。然而，如以 上指出的，如果需要的話可以增大I類CAR編碼雷達系統的靈敏度。
[0009] I類CAR提供了用于在與如上述的傳統的雷達相比較短的捕獲期內捕獲關于連續 的散射體的3D位置和徑向速度的信息的方法及設備。I類CAR技術先前已成為專利申請的主 題(見以上指明的美國專利申請），伴隨著用于編碼位于每個孔徑發射和/或接收元件處的 單比特移相器的建議。然而，先前公開的技術產生了非均勻地分散的模糊，有時稱為殘余模 糊或乘性噪聲，其減小雷達的靈敏度和動態范圍。
[0010] 本文描述的II類CAR解決這個與I類CAR關聯的殘余模糊或乘性噪聲。
【發明內容】
[0011] 本發明通過在描述于以上指明的兩個美國專利申請中的先前的CAR編碼方案上包 括額外的測量來減小以上指出的分散的模糊。額外的測量為對孔徑編碼求逆及確定元件信 號提供足夠的組。一旦確定元件信號，可以使用信號的線性組合來在計算上定義在任意的 期望的方向并且具有特定的旁瓣特性的有效波束。減小模糊對于雷達傳感器是重要的，以 便可以達到最大靈敏度和動態范圍。
[0012] 在一個方面中，本發明提供了用于確定反射至少一個發射的RF信號的目標的距 離、距離變化率(速度)和方位角度的雷達系統，該雷達系統包括:發射器，其用于發射該至 少一個發射的RF信號，發射的信號在雷達系統做出的每個掃掠期間改變頻率，發射器做出K 個掃掠并且每個掃掠具有每掃掠 Q個頻移;N個天線元件的陣列，其用于接收該至少一個RF 信號;單比特調制器的陣列，在所述單比特調制器的陣列中的每個單比特調制器與相應的 天線元件或與在所述天線元件的陣列中的所述天線元件的相應的子分組耦合，用于根據多 比特編碼來調制來自相應天線元件的信號，其中所述多比特編碼從唯一編碼中選擇，唯一 編碼的數目等于至少N;混頻器;求和網絡，其用于將來自單比特調制器陣列的信號的求和 施加到所述混頻器，混頻器將信號的和轉換為基帶或中頻模擬信號;模數轉換器，用于檢測 并轉換來自混頻器的基帶或中頻模擬信號為相應的數字信號；以及用于分析相應的數字信 號來判斷來自至少一個RF信號的至少一個發射源的該至少一個RF信號的到達的方向的裝 置。
[0013] 在另一個方面中，本發明提供了用于確定一個或多個反射雷達信號的散射物體的 距離(優選地還有距離變化率和方位角度)的方法，其中雷達信號以掃掠的形式發生，具有K 個掃掠并且在至少一個掃掠期間發生Q個頻移，該方法包括:應用N個天線元件的陣列，天線 元件陣列在所述陣列中的每個天線元件具有關聯的兩態調制器;根據多比特編碼序列編碼 在所述陣列接收到的能量，所述編碼序列中的編碼的數目在每個頻率步長包括至少N個;從 而使得能夠在接收到散射的信號之后通過數字運算確定距離。
[0014] 在又一方面中，本發明提供了一種用于減小編碼孔徑雷達系統中的乘性噪聲的方 法，該雷達系統發射信號，該信號以掃掠的形式發生，其中應用K個掃掠覆蓋視場并且在至 少一個掃掠期間發生Q個頻移，該方法包括:應用N個天線元件的陣列，天線元件陣列的每一 個具有關聯的與其耦合的兩態調制器;根據多比特編碼序列編碼在所述陣列接收到的能 量，所述編碼序列中的編碼的數目包括至少N乘以K乘以Q;從而與在其多比特編碼序列中具 有少于至少N乘以K乘以Q個編碼的編碼孔徑雷達系統相比，減小雷達系統中的乘性噪聲。
[0015] 在再又一個方面中，本發明提供了改進雷達系統的靈敏度和動態范圍的方法，其 中雷達系統執行視場的雷達掃掠，每個掃掠具有與其關聯的不同的發射頻率，該方法包括 在雷達系統的每個頻率步長期間使用一組N個孔徑編碼來控制N個單比特調制器，N個單比 特調制器的每一個都耦合到雷達系統的N個天線元件的陣列的單個天線元件。
【附圖說明】
[0016] 圖1是本發明的實施例的框圖并示意地描繪了僅在接收有CAR編碼的零差雷達。
[0017] 圖2示出瞬時的發射頻率優選地由一系列以每個步長N個編碼、每個掃掠 Q個步長、 每個捕獲K個掃掠來重復的相等的頻率步長構成。
[0018] 圖3是示出了本文描述的CAR處理技術的框圖，其中在天線元件與1-比特移相器之 間應用一對一關系。
[0019] 圖3a示出了 CAR處理的可替代的實施例，其中多個天線元件(在天線元件的子陣列 中）共享單個1-比特移相器。
[0020] 圖3b示出了本文描述的CAR處理技術的另一個可替代的實施例，其中在天線元件 與1-比特移相器之間保持一對一關系，但其中天線元件的輸出歸結到多于一個端口，其中 端口由多于一個A/D轉換器獨立地數字化。
[0021] 圖4a_4d涉及本文公開的在每個頻率步長使用共同的一組編碼的CAR雷達的仿真， 圖4a是二維的距離/方位角的切割的圖表，其中參考速度等于lOm/sec。圖4b-4d的圖表分別 是距離、方位角和速度的一維切割。
[0022]圖5a_5d涉及使用對每個頻率步長有單個不同編碼的編碼技術的CAR的仿真。圖5a 是二維的距離/方位角的切割的圖表，其中參考速度等于lOm/sec，而圖5b-5d的圖表分別是 距離、方位角和速度的一維切割。乘性噪聲顯見于遍及距離、速度和方位角度空間。
[0023] 圖6a_6d涉及使用對每個頻率掃掠有不同編碼的編碼技術的另一個CAR的仿真。圖 6a是二維的距離/方位角的切割的圖表，其中參考速度等于lOm/sec，而圖6b-6d分別是距 離、方位角和速度的一維切割。乘性噪聲現在局限于速度和角度空間而不存在于距離空間。
【具體實施方式】
[0024] 本文描述的技術應用在由距離和速度離散化所約束的時期內做出的額外的測量。 作為結果，此技術需要比在以上提及的美國專利申請中使用的技術更快的模數轉換器 (ADC)。但是與以上提及的美國專利申請相比的優勢是殘余模糊比先前的申請低。
[0025] 圖1示出了CAR編碼雷達的框圖，其中為了簡明的目的，僅在雷達的接收部分采用 CAR編碼。在發射信號上也使用CAR的可能性在接近此專利的末尾討論。如果僅在雷達的接 收器一側采用本文公開的CAR編碼，雷達更易于設計(并且應用更不復雜，從而在計算上不 那么昂貴）。如此，本文公開的僅接收的實施例對于低成本、近距離的雷達系統是優選的，諸 如例如可能用在機動車中的，或者其它這種在其中具有與傳統的雷達相比較短的目標捕獲 時期可能極其重要的應用。
[0026]信號由雷達發射器11發射到視場上，散射的能量8(從一個或多個目標）由接收元 件陣列10接收（陣列10在實際中優選為二維陣列，但一維陣列更便于分析和仿真并且可能 在實際中使用）。每個接收到的信號由1-比特移相器12的陣列移相(調制）零或180度。優選 地，在天線元件10和移相器12之間有一對一關系。但是在一些實施例中（見圖3a)可以具有 若干天線元件10組合在一起(合為子陣列IOsa)然后耦合單個移相器12。此方法的缺點是在 元件方向圖（element pattern)中存在柵瓣，因為子陣列將會彼此間隔大于λ/2(其中λ是雷 達系統的標稱頻率的波長）。柵瓣是不期望的，因為它們減小增益并在不需要的方向上產生 雜散輻射。優勢是低成本。為了容易示例和解釋，圖3和3a中僅描繪了幾個天線元件10和移 相器12,應理解到本文描述的發明的實際實施例將可能采用多很多的這種天線元件10和移 相器12。
[0027]根據控制字的狀態對接收到的散射的信號進行移相(或不移相），控制字的一比特 被應用于每個二進制移相器1〇(從而控制其對(或不對)接收到的散射的信號執行180度移 相）。優選地，控制字是偽隨機生成地。從1-比特移相器12輸出的移相的（即孔徑編碼的）信 號隨后在求和器14處求和。求和器14的輸出是輸出端口。如果需要，信號可由放大器15放 大，隨后在混頻器16處下變頻，并由A/D轉換器18進行數字化。圖3和3a的實施例具有單個輸 出端口，但也可以歸結到多于一個端口（例如，2、4,等)并使用多個A/D轉換器18獨立地數字 化每個端口，如圖3b的實施例所示。這樣的優勢是增加收集到的能量，改進靈敏度。劣勢是 增加成本，由于若端口數目倍增則ASIC (以下討論)數目倍增，若端口數目四倍增則AS IC數 目四倍增。
[0028]圖3、3a和3b的實施例(僅在接收器一側有CAR編碼）中的雷達發射器11可以是對本 領域技術人員熟知的標準FMCW雷達架構11。在汽車或其它陸地交通工具應用中，雷達將很 可能使用"零差"下變頻(掃掠 L0)到基帶，其典型是從DC到若干MHz。在框11中，元件Ila是壓 控振蕩器(VCO)，其在一個特定的實施例中輸出76.5GHz調頻信號(其它頻率也可被使用）。 元件Ilb是耦合器，其分離VCO輸出信號并優選地發送一部分到混頻器16的本地振蕩器端 口。VCO功率的剩余部分優選地被發送至功率放大器I Ic，并且隨后在離開發射器框11后，到 達發射天線lid。
[0029] 有許多可能的發射的雷達信號，一個特別方便的是重復的等頻率步長序列，其中 優選地每個頻率步長有N個編碼，如圖2所示。在發射的信號中的每個步長的編碼的數目（N) 優選地與天線元件10的數目（N)相同。N個發射的編碼(見圖2)優選地以與應用于二進制或 一比特移相器12的一比特接收編碼相同的方式(例如，偽隨機地)來選擇，但得到的兩個矩 陣不應選為相同的。此外，由于發射-接收編碼組合恰恰是獨立的發射和接收編碼的乘積 (對本領域技術人員而言，雷達響應與發射調制和接收調制的乘積成比例是公知的），總體 編碼矩陣是發射編碼矩陣和接收編碼矩陣元素對元素的點積。從而應該確保總體編碼矩陣 包含線性無關的列。
[0030] 在以上指出的先前的專利申請中，編碼使用偽隨機移相器狀態以每掃掠一個編碼 (一組狀態)或每頻率步長一個編碼來實施。替代地，可以針對發射的信號使用跳頻、正弦調 制等，但使用線性FM(FMCW)使得公開的實施例能夠在接收器中使用快速傅立葉變換(FFT) 處理，其由圖3和3b更詳細地描繪。圖3和3b重復圖1中示出的多數，但示出了由圖3和3b的實 施例描繪的FFT函數240-2%-#^進行的FFT處理(優選地由一個或多個CPU或數字信號處理 器(DSP)執行）。圖1的CPU可令人信服地進行全部所需的FFT處理，但將FFT處理分配至一個 或多個專用集成電路(ASIC)，其中每個作為FFTCPU或FFT DSP運行則將在計算上更有意義。 這些ASIC應該優選地也執行S個信號掩碼函數20()-20^所需的乘法，其將在下面更詳細地 描述。盡管在應用的ASIC的數目與針對圖3和3b的實施例描繪的FFT函數24〇-24s-^數目和 S個信號掩碼函數20()-20^的數目之間可以存在一對一關系，優選在單個ASIC中實施所有S 個數字通道，因其可能會帶來比使用多個ASIC更低的實施成本。所以對于圖3的實施例， ASIC的總數目優選地等于僅為一。
[0031] 再次參考圖3,在接收器中，在下變頻的信號在A/D轉換器18處被數字化后，信號優 選地被分離進S個并行通道，其中S是將并行地在計算上定義的波束的數目，并且優選地其 中S = N，N是天線元件的數目。由于這是數字波束成形方法，這里引用"波束"不是指代實際 物理的高增益RF波束，而是指在數據收集后數字地形成的（或定義的）"有效"波束。通道的 數目優選地等于由例如圖1的CPU或更優選地由以上所述的單個ASIC同時(并行地)數字地 形成的有效波束的數目。
[0032] S(通道的數目）的數值典型地等于天線元件10的數目（以及移相器12的數目），但 如果延遲不是問題，則可以使用較低的S值一一在該情況中，與如由圖3和圖3a的實施例建 議的全部同時進行相比，可以順序地進行"有效"波束的FFT處理。因此，如果通道的數目是S = N/2(其中S是將并行地在計算上定義的波束的數目而N是天線元件的數目），則處理將花 費兩倍時長來處理所有波束。如果僅有部分視場(FOV)要在初始被檢查，則也可以使用較低 的N值。在這個后面的情況中，信號掩碼函數20〇-20s-d#很可能隨時間變化以便集中注意力 在初始關注的部分FOV上。
[0033] 然而，盡管可以針對通道的數目（以及ASIC的數目）應用較低的S值（比方說N/2)， 但圖3的實施例更具魯棒性，因為全部的N個波束可以并行地（即，同時)在計算上定義。并且 圖3b的實施例甚至更具魯棒性，但通道的數目則增加到比方說2N，同時仍并行地處理N個波 束。
[0034] S個信號掩碼函數20()-20^中的每一個只是來自A/D轉換器18的每個數據采樣與 針對每個有效波束位置存儲在圖1的存儲器中的數值的乘積。數據采樣是復數的（具有實部 和虛部），因為混頻器具有由A/D轉換器分別數字化的同相輸出和正交輸出。通常用單個混 頻器和A/D轉換器來描繪此過程，如這里的圖中所做的，同時理解到信號是復數的。有許多 種方法可以確定存儲在圖1的存儲器中的值(其典型地也是復數），這些存儲的值用在掩碼 函數20()-20^*執行的乘法中，并且一個（優選的）用于確定這些數值的方法將在以下解 釋。這些掩碼確定陣列的角波束方向圖性能，所以掩碼影響主波束方向、波束寬度、旁瓣等。 它們通常不隨時間變化除非期望隨時間修改陣列的波束模式。這是可能的（并且容易達 成），因為全部波束成形優選地是數字完成的。
[0035] 在每個捕獲期間有一串存儲的數據采樣，其長度M優選地等于天線元件的數目N。 Y個存儲的數據采樣(稱為信號掩碼)乘以N'個相繼的捕獲的信號采樣，并且結果被求和， 以形成與Y個相繼的輸入采樣對應的一個信號掩碼輸出值。對下一組Y個輸入采樣重復此 過程以形成下一個信號掩碼輸出值。作為結果，如果在一個捕獲中有M個總的采樣，則對每 個信號掩碼有M/Y個輸出值。得到的M/Y個"掩碼地"采樣隨后被布置(至少概念上地)在二 維矩陣中，其中每個行對應于特定掃掠的采樣，而列對應于順序的掃掠。
[0036] 在乘以信號掩碼之后，多組Y個相繼的采樣在每個框22〇-22s-i被一起求和。在每 個框22(3-2254*描繪了一個能夠存儲Y個相繼的多比特數據片段(這里每個數據片段是一 個信號掩碼值與一個捕獲的信號采樣相乘的結果，如在前面的段落描述的）的寄存器或存 儲器，以及一個求和器Σ，其中在求和器Σ處Y個相繼的多比特數據片段被一起求和來對 N-元件編碼"求逆"并為每個天線元件10生成Q X K矩陣。實部和虛部在求和器Σ處分別求和 以生成復數結果。于是Y個相繼的采樣被一起求和，然后這樣重復以便另一個N'個相繼的 采樣被一起求和，以此類推。在每次求和后，得到的復數數據值對應于特定的頻率步長，因 為對加法器的Y個輸入值對應于單個頻率步長(參見圖2)。一旦對于整個捕獲完成該信號 掩蔽與相加，結果將是一組Q乘以K個數據值，其中Q是每個掃掠的頻率步長的數目，而K是每 個捕獲的掃掠的數目。此數據隨后可被組織(至少概念上地)進具有Q行和K列的矩陣中。然 后在此數據矩陣上執行在框24〇-24s-i處的后繼的二維FFT處理，其中處理由針對圖3和3b的 實施例描繪的S個二維FFT函數24()-24^表示。這些操作對于所有S個數字通道并行地執行。 [0037] FFT處理的結果是針對每個通道的數據值的矩陣，其幅值指示在特定的距離（行 號）、特定的距離變化率(列號）和一組方位角度(通道)處的散射的能量。該FFT處理是可能 的，因為發射的雷達信號由一系列線性FM掃掠構成，如圖2所示。圖3和3b的CAR處理的一個 區別特征是在應用FFT處理(在二維FFT函數24(3-24^#)之前將信號乘以存儲的信號掩碼 (在信號掩碼函數20『20s-1處）。
[0038] A/D轉換器18的處理下游在上面用諸如寄存器、求和器、線性組合、FFT處理的術語 描述，并且與框圖上的框關聯，但應理解到，與通過使用分立的數字電路相比，優選地在適 當編程的數字處理器中體現A/D轉換器18的全部數據處理下游。
[0039] 與在以上引用的先前的專利申請中描述的技術相反，本發明在每個頻率步長應用 數目（N)個編碼(優選地等于天線元件12和移相器12的數目）并在每個頻率步長以及逐個掃 掠的重復相同的編碼(通常每次以相同的順序，但并非必須如此）。編碼通常不是偽隨機地 選擇的，盡管只要編碼組產生線性無關的場方向圖，它們就可以沒有性能損失。如果將由第 η個天線元件產生的復數域方向圖表示為en( Ω )，其中Ω是球面坐標角度θ，φ的簡記符號， 則由接收元件、移相器與求和網絡產生的復數域方向圖可以寫為
公式Π ) 其中Sm,η是"編碼矩陣"，定義為針對第m個編碼、從第η個元件到求和網絡輸出的復數發 射系數(即，S21)。
[0040] 編碼的數目Y優選地等于移相器12和天線元件10的數目，如以上討論的（但并非 必須如此，亦如以上討論的）。增大Y引起乘性噪聲下降，因而讓人可能會自問進一步增大 M以便其大于移相器的數目是否是個好主意？當M等于移相器的數目，可以對編碼求逆并 確定在每個元件處的信號。這允許通過形成陣列中的移相的天線元件信號的線性組合來數 字地形成一組波束，并且得到的距離/多普勒/角度估計不受由Y小于元件(或移相器)的數 目引起的模糊類型(其可被稱作"殘余模糊"）的影響。增大數目N'至大于移相器數目的數當 然是可能的，但是并不認為這樣的實施例提供任何額外的性能好處。
[0041] 對于在距離r，徑向速度V，以及角度位置Ω的單個理想散射體，混頻器輸出電壓具 有形式：
公式（2 ) 其中《q是弧度頻率步長而△ t是每個編碼的持續期(于是Y △ t是每個步長的持續期， 見圖2)。我們將假定頻率步長的數目是Q而掃掠的數目是K。選擇這些參數來提供期望的距 離和速度的分辨率。距離和速度的分辨率由公式(3)給出
公式（3 )
[0042] 盡管負的距離變量在實際中沒有意義，在數學上，距離和速度變量涵蓋正的和負 的數值，所以最大距離和速度（由奈奎斯特判決確定）由公式(4)給出
公式（4 )
[0043] 為確定元件信號我們必須對孔徑編碼求逆，這可以通過以下方式實現。我們將公 式(2)中的混頻器輸出電壓乘以由編碼矩陣的逆或偽逆（當S矩陣不是方形時使用偽逆;如 里口隹一編碼的救日不笙千元仳的救日咖必湎伸田偽諦）生成的揚摁忒的#痂.
公式（5c)
[0044] 應注意到這里p第一次出現在以上公式中。我們將在下面(公式9)看到p是第p個天 線陣列元件的索引。矩陣僅僅是S的逆。可以選擇正交編碼矩陣，以便S hS與單位矩陣成比 例，但這不是必須的。然而，正交的編碼矩陣具有優化調節了的優勢，因此對數值誤差更寬 容。
[0045] 對于依據本發明的實際的雷達，總的捕獲時間（或捕獲期)Y QK At設計為足夠短， 以便最快的期望目標在捕獲期內將不會移動經過多于一個距離單元(range bin)，因為這 樣的移動會模糊雷達響應。因此優選的是目標在一個捕獲期間停留在一個距離單元內，并 且因而優選地每個捕獲期移動不超過半個距離單元。這樣距離單元定義為等于c/(2* Δ f)， 其中c是光速，而△ f是掃掠的RF帶寬。給定此定義，在單個編碼期△ t的移動通常小得可忽 略。從公式(5)，如果我們假定
公式(6)則公式(5c)中取決于r/的最后的指數因子可被忽略而沒什么誤差。使用公式 (3)和公式(4)，公式(6)中的上述條件可以表達為 Q> >jt 公式(7)該條件在實際中通常被滿足，因為Q是距離單元的數目，并且其典型地遠大于 3。假定應用公式(7)，公式(5c)可被簡化為
[0046] 由于最后一個求和等于單位矩陣（
其中SP,m是克羅內克 函數），我們有
[0047] 此結果清楚地示出變量P對第P個天線陣列元件進行索引。
[0048] 可以采用在索引p上的這些函數的線性組合來形成具有期望的特性(指向方向、旁 瓣，等）的接收波束方向圖。例如，可以通過選擇元素權重作為由在方向Ω 7的目標引起的信 號的共輒來在方向Ω 7形成波束，其中元素可能乘以孔徑錐削（aperture taper)wP用于控 制旁·
其4
是元素權重。
[0049] 應用上述數學運算，但保留原始的混頻器信號表達式w,q,k使得我們能夠清楚地 識別信號掩碼值：
數目Sr/ ( Ω ')是形成信號掩碼的f個復數，每個期望的波束方向Ω '有一組。從以 上公式（11)中的最后的等式，將N'個相繼的信號采樣w,q,k乘以掩碼值S 1Z(QZ)并把它們相 加。公式（11)中元素權重αΡ( Ω')的選擇確定主波束寬度和旁瓣性能，如對本領域技術人員 熟知的。讀者應注意到( Ω')(帶有小寫的s)是針對每個方向Ω '形成信號掩碼的Y個復 數，而S^n(帶有大寫的S)是編碼矩陣。此二者間的關系在公式(11)中示出。
[0051]然后以常用方式作出距離和速度估計，常用方式諸如在索引q和k上采用公式（11) 的二維離散FFT。結果將是提供了散射體(對象)8在雷達的視場中的距離、速度和方位角度 的估計的模糊函數。
[0052]圖4a_4d示出了使用本文描述的處理技術的CAR的計算機仿真結果。僅在接收上使 用一組16個正交編碼。使用以上參考公式2至10描述的技術來對編碼求逆。對該仿真假定一 個有16個z向偶極子的線性接收天線陣列，并考慮僅在x-y平面中的波束，以便僅需考慮極 向變量Φ。對于單個點目標，可以看到目標的位置在距離、速度和ρ1?(Φ )空間被很好地定 義。下面的表示出了仿真的一些參數，包括N(每個頻率步長的編碼）、Q(每個掃掠的頻率步 長），以及K(掃掠的數目）：
[0053]為了比較，圖5a_5d示出了仿真結果，其使用對每個頻率步長具有不同的編碼(并 且從掃掠到掃掠不同）的編碼方案。在前面表中列出的參數也用于在該仿真中。正如可以清 楚看到從此先前的編碼方案得到的殘余模糊(乘性噪聲）。此"噪聲"是由于與未知量的數目 相比，測量的數目不足。
[0054]為了進一步比較，圖6a_6d示出了另一個仿真結果，其使用對每個掃掠具有不同的 編碼的編碼方案。在前面表中列出的參數也用于此仿真。現在乘性噪聲不存在于距離空間， 但存在于(并且更強)速度和方位角空間中。
[0055]在以上在段落0047引用的先前的美國專利申請SN13/490,607中，我們描述了移相 器的狀態如何相對于頻率掃掠改變。在那個申請中，我們描述了使用每個頻率掃掠一組固 定的移相器狀態，并且逐掃掠的改變編碼。對于那個申請，存在K個編碼，其中K等于在視場 (FOV)上的掃掠的數目。通過在每個頻率步長改變移相器狀態來增加編碼數目至Q乘以K，其 中Q等于每掃掠發射的頻移的數目，進一步減小殘余模糊，但并未消除它。但針對總的N'乘 以K乘以Q個編碼而在每個頻率步長包括N個編碼消除了想要克服的殘余模糊。隨著M增加， 殘余模糊下降。然而，需要不增加 Y至無窮大。當Y等于移相器12(其數目等于N)的數目，可 以對編碼求逆并確定每個元件處的信號。這允許針對陣列創建一組波束，并且得到的距離/ 多普勒/角度估計不受當M小于接收元件(或移相器）的數目時發生的模糊類型的影響。這 樣，優選地Ν'等于N，即，Ν'優選地等于移相器12的總數，并且這是真的而不管接收天線元件 10布置在一維還是二維陣列中。
[0056]在二維FFT處理后，顯著的散射體典型地通過對從二維FFT處理輸出的數據采用 "限閾"來識別，其中任何越過所選閾值的采樣被保留而落到閾值下面的采樣被忽略。可以 應用額外的處理來將顯著的采樣分組到一起以便識別可能產生許多不同但相關的散射事 件的單個的、大的物體。使用這樣的處理技術，雷達傳感器可以提供諸如這樣的功能，例如 識別與主機在相撞的路徑上的物體。 僅在接收上有CAR編碼和在接收與發射上都有CAR編碼 [0057]在理論上本發明也可以用在雷達的發射側。但是在實際中這么做有困難。為了保 持處理簡單且快速(具有低延遲），距離/多普勒信號的FFT處理是優選的。但為了使用FFT處 理，必須確保頻率掃掠周期遠大于（>10倍)到最遠的目標并返回的時間延遲。并且也必須 確保掃掠周期足夠短以便對多普勒信號抽樣而沒有混疊。結果是不能自由任意地選擇掃掠 周期，所以當增大每個頻率步長的編碼的數目時，并不能簡單地增大掃掠周期。如果許多不 同的發射的編碼被在不同距離處的目標反射回來并在單個掃掠周期被接收，則必須使用相 關處理來確定每個編碼到達的時間。這比以上描述的接收側FFT處理技術復雜得多且在計 算上昂貴得多，因此優選對于低成本的應用僅在接收的雷達信號上使用CAR處理，該低成本 的應用諸如在汽車雷達應用中使用CAR。但是在對于成本關注較少的軍事應用中，當然可能 在發射上或在發射和接收上都使用CAR。實際上，也可以使編碼間隔(在發射上)非常短并將 雷達作為相位編碼雷達對待來確定距離。當從這個角度看時，在發射上使用CAR本質上是在 每個方向（例如在索引P上)發射不同的相位編碼的相位編碼雷達。
[0058]在接收上的CAR編碼不遭受在前面的段落中討論的時機問題，因為編碼全部在同 時完成，因此不需要相對于編碼有時間延遲(當在雷達接收器使用CAR時）。
[0059] 從這兩個比較可以看到本發明在減小乘性噪聲并從而增大使用CAR的雷達的靈敏 度和動態范圍上的優勢。
[0060] 隨附的附錄A是將在此專利申請提交日期后發表的文章。在本文中作為援引而并 入的附錄A提供了有關本發明與其它雷達方案相比的優勢和劣勢的額外的背景信息和額外 的技術信息。
[0061] 此處總結本發明的實施例的描述。前述的這些實施例的描述為示例和描述的目的 來呈現。并不意為詳盡無遺的或者限制本發明為公開的確切的形式或方法。鑒于以上的教 授，許多更改和變化是可能的。意為本發明的范疇不是由此詳細描述限定，而是由本文所附 的權利要求限定。
[0062] 本文描述的全部元件、部件和步驟是被優選包括的。應理解到這些元件、部件和步 驟中的任意者可以由其它元件、部件和步驟來替代或者被一起去除，如對本領域技術人員 顯而易見的。
[0063] 大體上，此文書公開了至少以下內容： 一種用于減小編碼孔徑雷達系統中的噪聲的方法及設備，該編碼孔徑雷達系統發射信 號，信號以掃掠的形式發生，其中應用K個掃掠來覆蓋編碼孔徑雷達系統的視場并且在其中 每個掃掠發生Q個頻率偏移或步長。提供了N個天線元件的陣列，天線元件陣列的每一個都 具有與其耦合的關聯的兩態調制器。在陣列處接收的能量根據多比特編碼的序列調制，編 碼序列中的編碼的數目包括至少K乘以Q乘以N，從而與在其多比特編碼序列中具有少于K乘 以Q乘以N個編碼的編碼孔徑雷達系統相比，減小編碼孔徑雷達系統中的噪聲。
[0064] 此文書也呈現了至少以下概念。 概念1. 一種用于估計反射至少一個發射的RF信號的一個或多個目標或物體的距離、距 離變化率(速度)和方位角度的雷達系統，該雷達系統包括： 發射器，其用于發射該至少一個發射的RF信號，該發射的信號在雷達系統做出的每個 掃掠期間改變頻率，該發射器每個捕獲進行K個掃掠，并且每個掃掠具有每掃掠 Q個頻移； N個天線元件的陣列，其用于接收該至少一個RF信號； 單比特調制器的陣列，在所述單比特調制器的陣列中的每個單比特調制器與相應的天 線元件或與在所述天線元件的陣列中的所述天線元件的相應的子分組耦合，以便根據多比 特編碼來調制來自相應的天線元件的信號，其中所述多比特編碼從唯一編碼中選擇，唯一 編碼的數目等于N，其中N個唯一編碼在每個捕獲期間重復Q · K次； 混頻器； 求和網絡，其將來自單比特調制器陣列的信號的和應用到所述混頻器，混頻器輸出同 相的和正交的輸出信號； 一個或多個模數轉換器，其用于檢測并將來自混頻器的同相的和正交的輸出信號轉換 為相應的數字信號； 用于對相應的數字信號應用S個信號掩碼，由此生成相應的數字信號的S個不同的掩蔽 版本的裝置； 用于對相應的數字信號的所述S個不同的掩蔽版本求和以生成其求和版本的裝置；以 及 用于執行相應的數字信號的S個不同的掩蔽版本的求和版本的二維FFT處理，以估計所 述一個或多個目標或物體的距離、距離變化率(速度)和方位角度的裝置。 概念2.如概念1所述的設備，其中單比特調制器的陣列包括兩態移相器的陣列。 概念3.如概念2所述的設備，其中兩態移相器是0° /180°移相器。 概念4.如概念1至3所述的設備，其中用于對相應的數字信號應用S個信號掩碼以生成 相應的數字信號的S個不同的掩蔽版本的裝置是乘法器。 概念5.如概念4所述的設備，其中用于分析相應的數字信號的裝置進一步包括限閾裝 置，其被應用于由二維FFT處理生成的數據，以便丟棄不超過所選閾值的數據。 概念6.如概念1至5所述的設備，其中單比特調制器的陣列包括N個單比特調制器的陣 列，并且其中N個天線元件的陣列中的每個天線元件耦合到N個單比特調制器的陣列中的單 獨的單比特調制器。 概念7.如概念1至6所述的設備，其中發射器在至少一個發射的RF信號的每個頻移期間 發射N個編碼。 概念8. -種用于確定一個或多個反射雷達信號的散射物體的距離的方法，其中雷達信 號以掃掠的形式發生，其中使用K個掃掠來覆蓋視場的捕獲并且在至少一個掃掠期間發生Q 個頻移，該方法包括： 使用N個天線元件的陣列，所述天線元件的陣列在所述陣列中的每個天線元件具有關 聯的兩態調制器； 根據多比特編碼序列編碼在所述陣列處接收到的能量，所述編碼序列中的唯一編碼的 數目等于N，其中N個唯一編碼在每個捕獲期間重復Q · K次； 由此允許在接收到散射信號之后，通過數字運算來確定距離。 概念9.如概念8所述的方法，其中發射的和/或接收的能量是根據所述多比特編碼序 列、相對于天線元件的陣列的每個元件來0/180度相位編碼的。 概念10.如概念8或9所述的方法，其中關聯的兩態調制器形成大小為N的關聯的兩態調 制器的陣列，以便在N個天線元件的陣列中的每個天線元件各自地耦合到陣列N關聯的兩態 調制器中的單個關聯的兩態調制器。 概念11.如概念8至10所述的方法，其中數字運算包括依據所述多比特編碼序列對在所 述陣列處接收的能量的快速傅立葉變換(FFT)處理。 概念12.-種用于減小編碼孔徑雷達系統中的噪聲的方法，該雷達系統發射信號，該信 號以掃掠的形式發生，其中使用K個掃掠覆蓋視場的捕獲并且在至少一個掃掠期間發生Q個 頻移，該方法包括： 使用N個天線元件的陣列，天線元件的陣列的每個具有與其耦合的關聯的兩態調制器； 根據多比特編碼序列編碼在所述陣列處接收到的能量，所述編碼序列中的唯一編碼的 數目等于M，其中M個唯一編碼在每個捕獲期間重復Q · K次； 由此與在其多比特編碼序列中具有少于Y個編碼的編碼孔徑雷達系統相比，減小所述 雷達系統中的噪聲。 概念13.如概念12所述的方法，其中發射的和/或接收的能量根據所述多比特編碼序 列、相對于天線元件的陣列中的每個元件被0° /180°相位編碼。 概念14.如概念12或13所述的方法，其中關聯的兩態調制器形成大小為N的關聯的兩態 調制器的陣列，以便N個天線元件的陣列中的每個天線元件各自地耦合到陣列N關聯的兩態 調制器中的單個關聯的兩態調制器。 概念15.如概念12至14所述的方法，其中數字運算包括根據所述多比特編碼序列對在 所述陣列處接收的能量的快速傅立葉變換(FFT)處理。 概念16.-種改進雷達系統的靈敏度和動態范圍的方法，其中雷達系統在視場的捕獲 期間執行雷達掃掠，每個掃掠具有與其關聯的不同的發射頻率，該方法包括在雷達系統的 每個頻率步長期間使用一組N個孔徑編碼來控制N個單比特調制器，N個單比特調制器的每 個都耦合到雷達系統的N個天線元件的陣列的單個天線元件。 附錄A 使用孔徑編碼的低延遲雷達 Jonathan J·Lynch，成員，IEEE (腳注)此手稿接收于?/?/2014。此工作部分地由DARPA在合同W911QX-12-C-0033下支 持。 (腳注)J.J. Lynch在美國加州90265馬里布HRL實驗室有限責任公司（郵箱：jjlynch@ hrl.com)。 摘要-介紹了一種稱為編碼孔徑雷達(CAR)的數字波束成形雷達的手段，其應用單比特 移相器和單個收發器來在短的捕獲期內估計散射體的距離、速度和方位角度。來自視場中 的全部角度的散射信息在單個距離/速度捕獲期間被收集并且后續的處理為每個波束方向 生成距離/速度矩陣。CAR以低延遲提供距離、速度和方位角度的估計并且僅需要單個收發 器。與傳統的相控陣和數字波束成形雷達相比，由于CAR接收較低的總能量的情況，這些優 勢伴隨著SNR的降低而實現。此外，對于需要大數目的距離、速度和角度單元的應用，在一個 捕獲期內獲得足夠數目的測量可能是不實際的。采用減少的測量組引起"殘余模糊"，其水 平顯示為與總的接收的能量成比例。 關鍵詞-數字波束成形雷達，孔徑編碼，汽車雷達 I.介紹 雷達傳感器應用在軍用和商用都有的眾多應用場合，并且改進性能和/或降低成本的 技術持續被關注。在過去十年間，汽車雷達的開發者開始利用從BiCMOS(更最近是RF CMOS) 可獲得的高度集成來為在76.5GHz的數字波束成形實施多個接收通道[1 ]。隨著多輸入多輸 出（ΜΙΜΟ)雷達的到來，開發者也開始實施多個發射通道來為雙向天線方向圖啟用波束成 形。這些技術很大程度上目標在于改進空間分辨率以便機動車安全系統可以更多依賴雷達 傳感器，特別是在險惡天氣中，以及改進針對避免撞擊的預測能力[2]。機動車制造商終究 關注能夠導航穿過繁忙市區而有很少或沒有人為干預的自動駕駛的交通工具[3]。如果成 功，這樣的系統將可能通過減少人為錯誤的可能性來顯著提高機動車安全。 高的空間分辨率通常意味著在視場中有許多波束。衍射限制的波束的數目大約等于用 于數字波束成形（DBF)的接收通道的數目，因此生成幾百個波束有著高價位，即使使用 CMOS。如果實施傳統的相控陣(PA)手段，在每個元件后面有多比特移相器，則成本是比延遲 小的問題。對于PA情況，高增益筆形波束必須掃描視場，導致高的系統延遲。然而，滿足要求 的徑向速度分辨率需要在給定的運行頻率上有足夠長的捕獲時間，因此不能通過減少捕獲 時間來減小整體延遲而不犧牲速度分辨率。 此論文介紹了我們稱為編碼孔徑雷達(CAR)的概念，其應用相對簡單、低成本的架構來 在發射和/或接收實現數字波束成形。CAR可以適應大數目的波束而沒有相控陣列的延遲問 題并且沒有需要下變頻并在每個接收元件處進行數字化的傳統數字波束成形的復雜性和 高成本。單比特調制器，典型是移相器，位于每個天線元件后面，并且在捕獲的過程中順序 經過一組發射和/或接收移相器狀態，或者孔徑編碼。知曉了天線元件模式和移相器狀態， 可以數字地處理來自單個捕獲的傳感器信號來為視場中的所有散射體估計距離、速度和方 位角度。 此手段的優勢是來自視場中的所有散射體的信息在等于對等DBF雷達所用的時期內被 收集。并且CAR的架構顯著地比DBF雷達簡單，并且由于移相器只需要一個比特，其具有比傳 統的PA更簡單的RF組件。CAR的劣勢是收集了比PA或DBF雷達都更少的能量，因此CAR的信噪 比（SNR)比較低。這使得CAR適用于其中SNR不是顯著關注點的應用，主要是那些涉及短距離 的。CAR的多數實際實施的另一個劣勢是一個我們稱為殘余模糊的效應，并且其是在捕獲中 對于未知量（即，距離、速度和空間單元）的數目收集數據點數目不足的結果。在此論文中 CAR的優勢和劣勢被描述和量化。 有其它出版物描述應用單比特移相器的雷達，但CAR在特定方面與這些雷達不同。在 MHTO雷達的情況中，編碼典型地僅在發射側做出，同時在接收側有用于額外的數字波束成 形的多個接收通道。此外，MMO典型地應用全組正交編碼以便發射的信號可被明確地確定 [4]。如我們將在此論文中解釋的，在發射側應用全組正交編碼的CAR手段本質上是MMO雷 達，但是在接收側也有孔徑編碼。我們的CAR手段的區別特征是采用單個收發器通道來降低 成本，而不需要在短時期內發射大組的正交編碼。對于具有數百個波束的MMO雷達傳感器， 必須實施極其快(并且昂貴）的編碼切換，或者必須容忍長延遲時間。當然，減小編碼組的大 小伴隨著代價，即殘余模糊。此效應在本論文中定量描述。 另一個類似于CAR的手段包含在[5]中，被稱為擴展頻譜數字波束成形，并且應用單比 特移相器用于波束成形。此手段和CAR之間的主要區別是前者在每個編碼期間發射并接收 完整的雷達信號（例如，線性FM脈沖（chirp))。由于編碼期典型地非常短（納秒），這需要極 其高的調制速率，由此有名稱中的術語"擴展頻譜"。相反，CAR典型地在雷達信號發射過程 中順序經過孔徑編碼。其結果是慢的調制速率和低的基帶帶寬，帶來低成本。 本論文的主要貢獻是對CAR手段的優勢和限制的分析。結果示出了相對簡單的CAR架構 能夠從單個捕獲用單個收發器估計距離、速度和方位角度，從而降低延遲和成本。然而，由 于接收到的能量的減少，此延遲改進伴隨著SNR降低，以及限制靈敏度的殘余模糊。我們的 分析顯示對于單個目標和隨機的編碼，殘余模糊的均方水平是以M為倍數低于峰值水平，其 中M是一個捕獲中的編碼的數目。此外，對于復雜的散射環境，殘余模糊與來自所有貢獻者 的平均的接收到的信號能量成比例。當存在例如道路混亂時估計殘余模糊時這個最后的結 果是有用的，因為接收到的能量可以通過道路表面的歸一化的雷達橫截面(RCS)的相對簡 單的積分來估計。 II.編碼孔徑雷達技術 A.雷達傳感器模型 盡管CAR可以用許多類型的雷達架構來實施，頻率調制連續波(FMCW)雷達在成本和復 雜度方面有優勢，該優勢長久以來使其對于汽車雷達應用具有吸引力，因此本論述中將采 用FMCW。圖1中示出了FMCW CAR的前端的框圖，以及在其功能描述中使用的多種參數。這個 零差雷達將接收到的信號與具有相同調制的本地振蕩器(LO)參考混頻，在混頻器輸出處最 小化帶寬。發射陣列由劃分網絡供給，接收陣列后接合并網絡，于是僅需單個RF收發器，最 小化成本。單比特調制器(例如，0/180度移相器)位于每個天線元件后面。納入在硬件中設 置的額外的偽隨機固定相位偏移，在全部移相器設置到相同的值時消除定向波束。定向波 束是不期望的，因為CAR手段試圖從所有方向為每個數據采樣收集信息。
(圖上文字)Fixed phase shift固定的相位偏移;Binary modulators二進制調制器 圖I CAR前端的框圖。二進制調制器位于每個元件后面，用于天線元件的偽隨機固定相 位偏移消除定向波束的可能性。劃分和合并網絡允許來自于單個收發器的操作，從而降低 成本。 我們將應用簡單的雷達模型來最小化數學復雜度同時保持CAR的最重要特性。在附錄A 中詳細描述的特定情況下，理想的點目標引起的混頻器輸出電壓采樣的集合將具有以下形 式
其中我們使用Ω作為極角θ，φ的簡記符號。在原理上，此模型允許發射和/或接收編 碼，但是對發射編碼，其隱含地假定每個發射編碼間隔遠長于最大目標延遲。這在實際中通 常并非如此，但此處做此假定以便簡化數學計算。發射上的編碼在接收到的編碼中引入取 決于目標距離的時間延遲，類似于傳統的相位編碼，當這樣的延遲近似于往返延遲時，必須 實施相關（與FFT相反)處理。對于接收上的編碼，模型對此方面不限制，由于接收到的信號 總是在相同的時刻調制。瞬時頻率是W m= ω (ηιΔ t)而瞬時距離是rm = r〇+v · ι?Δ t，其中ro 是捕獲起始時的目標距離，v是目標徑向速度(假定為常數）。矩陣
：被稱為 發射和接收編碼矩陣，并且模型化單比特移相器以及劃分/合并網絡的行為。來自發射元件 的輻射場目
合出，在全部其它元件以參考阻抗終結時取得，對于接收元件類似。為 了簡明，假定散射體僅在徑向移動。在一個捕獲期內在角度方向的額外移動引起目標暗淡， 如同在傳統的雷達中。 由于雷達信號取決于發射和接收編碼矩陣與場函數的乘積，通過采用經過全部可能的 發射-接收配對組合的單個下標可以簡化記號。令N=NtxNrx是組合的數目，（1)可被簡寫為
針對混頻器輸出電壓采樣的該表達式，或類似的版本將作為后續分析的起點。 矩陣S將被稱為編碼矩陣，它的選擇和關聯的實施直接影響雷達的性能和成本。S的每 個列包括用于一個特定的發射和接收天線元件配對的編碼組，在時間索引為m = 0，l，...， M-I的捕獲期上由索引η指定。類似地S的每個行包括用于在每個時間步長的N個發射-接收 組合的編碼組。編碼矩陣通常不是方形的。本論文的目標之一是量化編碼矩陣對雷達性能 的影響。注意標記是靈活的，允許對發射、接收或二者編碼。 Β.模糊函數 匹配的濾波器手段使得我們能夠以直接的方式估計在任何距離、速度(理解為徑向成 分)和方向的散射截面。我們將混頻器電壓(2)乘以由在距離V、速度/和角度Ω'的點目標 產生的信號的共輒，并且在捕獲期內取平均來獲得模糊函數： 其中（復數的)發射-接收陣列增益幅度定義為 (3)
為考慮額外的隨機噪聲的影響，我們增加零均值噪聲序列udlj(2)中的混頻器信號。注 意(5)是模糊函數在增加零均值噪聲時的平均值。應用來自（3)匹配的濾波器處理而Vm=um， 關于平均值的均方波動是
(7) 其中噪聲處理的功率譜密度(PSD)被假定為上至半抽樣速率是平坦的并且再往上是零 (以避免混疊），于?
,注意σ|是預積分噪聲水平，而?^/Μ是后積 分噪聲水平。（6)和(7)-起示出對于單點目標的信噪比是
公式（8 ) 其與天線增益大約等于陣列元件的平均增益的傳統的雷達是相同的結果。這可以通過 用(4)代入(8)并注意對于大的編碼矩陣?
看出，于是
其中GtIPGrx是發射和接收陣列元件的平均的實現增益。這樣，CAR的SNR大約比形成定 向的發射和/或接收波束的對等相控陣雷達低N倍。較低的SNR是被期望的，因為CAR在單個 捕獲期中從視場內的所有角度獲取信息，從而接收較少的總能量。相控陣需要多個捕獲期， 每個波束位置一個，來以相等的分辨率獲取相同的信息，從而以等于視場中的波束的數目 的倍數接收比CAR更多的總能量。如果CAR的捕獲期被擴展，以便其等于PA的總捕獲期（即， 在整個視場上），則SNR將是相同的。類似地，具有多個接收通道的數字波束成形陣列也將以 等于接收通道的數目的倍數呈現CAR之上的能量(并且從而SNR)改進。CAR的主要優勢是在 單個捕獲期中估計距離、速度和方位角度，最小化延遲。但是由于收集到的能量的相對較小 的量，這必然伴隨著降低的SNR的代價。
(圖上文字）Ambiguity悮糊；Kange距咼；Velocity?反；Angle用反 圖2.對僅在接收上編碼以及對單個點目標的仿真的模糊函數。虛曲線示出平均殘余模 糊水平，低于峰值大約42dB。全部繪圖假定V =90度。（a)模糊函數幅度對距離，對于^ = 10m/s，φ' =30度。（b)模糊函數幅度對速度，對于r' =25m，φ' =30度。（c)模糊函數幅度對 phi，對于 r' =25111^ =10m/s〇 C.使用二進制移相器的隨機編碼的CAR 有許多選擇編碼矩陣S的方式。一個允許簡單的硬件實施的手段是用單比特(0/180度） 移相器調制每個天線元件信號，等價于乘以土 1。一個選擇編碼矩陣元素(移相器狀態)的特 別簡單的方法是以平均幾率的+1或-1隨機地選擇每一個。也有優勢的是為每個發射和接收 天線元件引入偽隨機地選擇的相位偏移(在0到360度之間，通過在硬件中變化線長來實施） 以便在全部移相器狀態相等時防止定向的波束。這樣的隨機編碼是易于分析地對待的，并 且大大地幫助理解CAR。 為了給出這樣的孔徑編碼的效應的感覺，圖2示出了由單個發射天線（即，沒有發射編 碼)和有16個間距半個波長間隔的理想的z向半波偶極子接收天線的線性陣列計算出的仿 真的模糊函數(沒有隨機噪聲項）的繪圖。單個理想的點目標位于25m距離，lOm/s徑向速度， 以及角度θ = 90度和Φ=30度。用針對每個頻率步長不同的編碼和16,384個編碼來應用二 進制移相器的隨機編碼。圖形顯示了模糊函數在距離、速度和Phi空間的三個切割。在全部 三個切割中可以清楚地看出模糊峰值。然而，不像傳統的雷達，模糊并不持續下降遠離峰 值，而是在距離和速度切割中到達"有噪聲的"界限。這不是隨機的噪聲，而是確定性的。模 糊函數各處的值取決于目標參數r，v和Ω以及參考值(獨立的變量，/和Ω \ 1)殘余模糊 我們將模糊函數僅由孔徑編碼引起的這個特定的"噪聲特性"稱為"殘余模糊"。一個描 述其特征的簡單方法是考慮在其它方面相同而僅在移相器狀態和天線元件相位偏移的選 擇上不同的系統的整合。對于理想的劃分/合并與相偏網絡，編碼矩陣元素采用值
(10) 其中kη是具有相等概率的+ 1或-1并且γη以均勻概率分布取〇到231之間的值。1/^ 因子解釋了在理想的被動式合并/劃分網絡(例如威爾金森合并器的網絡)之中不可避免的 衰減。 模糊函數對編碼的整合的平均值通過將(4)代入(5)中并取整合平均來得到
此結果與沒有編碼的FMCW雷達相同，說明在平均意義上CAR像傳統的雷達一樣運作。然 而，在均值左右的波動是顯著的并且必須被特征化。 計算在同一個編碼整合上在均值左右的波動給出（見附錄B)
(14) 精確到1/N量級。這個水平的波動可以與平均信號能量直接關聯，使用（2)并假定隨機 的編碼，平均信號能暈是
這樣殘余模糊波動與平均能量成比例
(16 ) 其中平均取自編碼的整合上。（16)中的角度依賴僅僅是匹配的濾波器處理的產物并且 可以通過修改匹配的濾波器的比例因子來去除。此結果顯示，對于隨機編碼，殘余模糊在距 離、速度和角度空間均勻散布（不包括比例因子）并且與接收到的信號能量成比例。來自 (16)的均方模糊在圖2a至2c中以虛線繪出。注意（16)非常類似于（7)(因為
。這些結果顯示當信號能量下降到預檢測的噪聲水 平以下時，殘余模糊將下降到噪聲下限以下。 對于單個點目標，與峰值相比殘余模糊水平可以由（13)(具有δΓ = δν = 〇和Ω = Ω〇和 (14)計算出
(17) 并且是在一個捕獲中的編碼的數目的倒數。這樣，通過增加編碼的數目可以將殘余模 糊做到任意地小，但其通常被實際考慮限制，諸如實施快速編碼切換的成本。 殘余模糊水平與信號能量的關系（16)對多個散射體的情況也維持。獲自連續的散射體 的混頻器信號可以使用線性疊加來表達：
(IS) 執行類似于(但更冗長）以上對于點目標所呈的分析，我們得到相同的結果（16)，其中 信號能量由（15)中的第一個等式定義。這并不奇怪，因為來自一個點散射體的殘余模糊貢 獻在模糊空間是均勻散布的。但是這個結果是有用的，因為總的信號能量可以在復雜的散 射環境中被估計，例如，通過積分道路表面的歸一化的雷達橫截面[6]。這樣的復雜環境的 計算機仿真在計算上是密集的并且需要長的仿真時間。結果（16)允許更高效地估計由于這 樣的環境影響帶來的均方殘余模糊水平。 2)殘余模糊的來源 殘余模糊是由于對于待估計的參數(即未知量)的總數而言不足的測量數目引起的。在 此章節我們示出如何完全消除它，或者如果發現完全消除不實際則通過選擇編碼方案來管 理它，其中編碼方案在模糊空間中的距離或速度坐標上消除它。
(圖上文字）Q samples per sweep每個掃掠 Q個米樣；K sweeps per acquisition每個 捕獲K個掃掠 圖3.鋸齒雷達波形的瞬時頻率。每個采樣在一個頻率步長期間以每個掃掠 Q個抽樣和 每個捕獲K個掃掠取得。在本論文大部分我們假定每個頻率步長有不同的編碼。 使用接收到的雷達信號來為在距離、速度和角度空間的每個"單元"估計雷達橫截面 (RCS)。單元的數目、大小和位置由雷達信號自身和后續的處理來確定。不管單元(binning) 如何被確定，毎個飽瓶?由壓柚烊Vn 1都錢性地有關在單元中的散射體的RCS :
(19) 其中Oi是在第i個單元(不管如何計數的）的散射體的總的有效RCS。在矩陣標記法中， 此關系讀作曰沉IP的、難姑吳/7卜·坦供了RCS在比例因子內的估計的療：
公式（ 20) 矩陣AhA可以被看作將實際RCS關聯到估計值的模糊矩陣。如果A是正交的，則匹配的濾 波器處理提供明確的解。如果A是方形且滿秩的，可以通過求逆得到解。 在實際中可能有比單元少的測量，通常阻止明確的估計。在CAR的情況中，我們嘗試使 用單個捕獲來確定RCS。對于大數目的單元，這可能需要過高地快速編碼排序，迫使應用不 足的測量組。當測量的數目少于單元的總數，（19)是欠定的并且A hA不能是對角的。典型地， AhA是接近對角的，但是具有體現殘余模糊的小的不在對角線上的元素。如果RCS向量足夠 稀疏，則可以使用壓縮感知的方法來獲得明確的估計。然而，對于具有大數目的單元并且需 要低的處理延遲的應用，壓縮感知可能是不實際的。 進一步的定量分析需要選擇特定的雷達波形。鋸齒FMCW波形對于汽車應用是受歡迎 的，因為它實施直接，對距離-速度處理應用低延遲FFT，并且提供(理想地）明確的距離-速 度估計。圖3中示出的鋸齒波形，由一系列具有帶寬△ ω和掃掠期Ts的線性的頻率掃掠 Coq = ω 〇+ Λ ω q Λ t/Ts構成。我們假定每個掃掠（索引q)有Q個抽樣，并且每個捕獲（索引k)有K個 掃掠，具有抽樣周期&七=15/0。瞬時距離是心,1< = 1'()+(9+1^)￥&1：。在（13)中使用這些表達 式，編碼_平均模糊是
公式（21 ) 這個近似忽略在耦合項之間的掃掠、二次方時間變化的項以及常數相位因子。在實際 中耦合項通常不可忽略，但是它們的影響并不改變模糊函數的基本特性，并且省略它們簡 化了代數運算。 現在可以評估單元的總數。以上結果顯示，有Q個單元間隔(距離分辨率）Ar = 3ic/A ω 的距離單元(盡管這些的一半對應于負的距離并且通常被忽略），以及K個單元間隔(速度分 辨率）Δ V = Ji c/( ω oKTs)的速度單元，假定距離和速度限制到丨則 <臺雜Γ和 |5閔< 來避免混疊。我們假定角度單元間隔（稱為角度分辨率，遵循與對距離和速 度相同的慣例）由衍射限制，因為在實際中通常如此。超過衍射極限的分辨率在理論上是可 能的，但是大體上涉及需要在天線元件場的認知上不實際地高精度的、條件很差的矩陣。假 定發射和接收陣列有相等的元素數目，對設計良好的陣列將有數量級Nt x = Nrx的波束充滿 視場。從而，總共有QKNtx個總的單元(未知量）。 到目前為止在分析中每個頻率步長應用不同組的移相器狀態（即，編碼），同時對每個 掃掠有不同組的編碼。這樣，編碼的總數是M = KQ，并且以等于波束數目的倍數小于單元的 總數。如我們所見的，這產生了殘余模糊，其均方水平位于以M為倍數低于點目標的峰值。具 有定向的波束的傳統的相控陣雷達并不呈現此類殘余模糊，因為KQ個測量是針對Nt x個波束 位置的每一個做出的，為未知量的數目提供了足夠數目的測量。付出的代價是與CAR相比以 Nrx為倍數增加了延遲。數字波束成形雷達有Nrx個接收器，也為未知量的數目提供了足夠數 目的測量。付出的代價是與CAR相比增加了成本和復雜度。 3)滿秩編碼 可以以每個步長多個編碼來增加測量的數目，而不是采用每個頻率步長一個編碼。采 用每個步長N個編碼，如圖4所示，使得來自所有發射-接收配對的元件信號被明確地分離。 在每個步長重復相同的編碼允許獲得距離、速度和角度的估計而不受殘余模糊影響。在發 射側，MIMO雷達中普遍使用類似的編碼方案。
(圖中文字)Nsamples per step，repeated at each step每個步長N個米樣，在每個步 長重復;Q steps per sweep每個掃掠 Q個步長 圖4.對滿秩編碼，具有每個頻率步長N個編碼的瞬時頻率。編碼在每個步長重復，并且 又對每個掃掠重復。這個編碼重復消除了殘余模糊(如這里定義的），但是需要高的編碼切 換速率。 這樣的編碼產生形式如下的混頻器信號
公式（22): 其中距尚是1^,1{,1=1'()+(1+9糾1<:(>)1'〇￥八1：而1是1'1個編碼的編碼索引。鑒于全部1'1個編碼必 須在每個頻率步長處執行，單個編碼間隔期間的距離變化典型地是小的，因此1對距離的依 賴性通常可以被忽略:1^,1<,1*1'()+(9+1^)￥~八1：。由于51, 11是^1'1編碼矩陣，我們可以通過用 (22)乘以它的逆來消除它。為最佳條件假定編碼矩陣是正交的，于是有 (23 ) 然后即可應用波束成形權重的組來選擇期望的波束方向、旁瓣水平，等等，后接傳統的 距離/速度處理。得到的模糊函數不受殘余模糊影響，因為我們對于給定的未知量數目有正 確的測量數目。 從性能的立場上，滿秩編碼大體是所期望的，但是通常不實際。隨著編碼間隔△ t變短， 所需的A/D轉換器抽樣速率可能變得過度高。不可能擴展捕獲時間而不增加速度分辨率，導 致高的計算吞吐量和成本。對于商業應用諸如汽車雷達，可能被迫減少每個捕獲的采樣數 目并接受得到的殘余模糊。 D.計算的考慮 CAR是數字波束成形的手段并且需要可觀的計算，所以值得將其與DBF雷達比較。在CAR 中，通過并行地對全部波束位置計算距離-速度矩陣來最小化延遲。圖5中示出了框圖。實施 (3)的匹配的濾波器處理需要對于整個捕獲的信號采樣^乘以"信號掩碼"沒；(/T)，對每個 期望的波束位置Ω'有不同的序列。在這個運算之后，遂以矩陣形式安排每個掩蔽的數據序 列并且執行二維FFT，得到對于每個波束位置存在距離-速度矩陣。這些運算在IC中易于實 施，因為單個數字處理路徑對每個波束位置重復，而沒有數據在路徑之間流動，并且可以簡 單地如同在單個芯片上一樣實施在多個芯片上。
(圖中文字)A/D模/數;Beam Mask波束掩碼;2D FFT二維快速傅里葉變換 圖5.CAR數字處理的框圖。數字A/D流被劃分為N個獨立的并行通道。每個波束掩碼對應 于一個波束方向并且由每個數據采樣和存儲的值的復乘積構成。二維FFT輸出為N個波束方 向提供距離/速度矩陣。 DBF雷達處理可觀地更加復雜。例如，將N個接收器的M個混頻器輸出電壓抽樣記為vm, n， 通過加權并求和每個采樣N次形成N個波束：
(24) 這要求在整個陣列上的每個A/D抽樣乘以N個權重并形成N個求和的值。這樣可能源自 陣列中的許多不同IC的全部的數字化的元件信號必須被耦合到一起。當為了相對較小的陣 列而使用高集成水平的CMOS時這可能是直截了當的，但當考慮幾百個元件并且需要低延遲 時這可能變得有問題。 III.結論 本文所呈的編碼孔徑雷達技術具有在發射和接收都啟用支持幾百個波束而不在延遲 或成本產生顯著增加的數字波束成形雷達的潛力。盡管與傳統的雷達手段相比SNR降低，短 距離應用諸如汽車雷達可能覺得CAR的靈敏度是滿意的。殘余模糊是更重要的關注，因為任 何接收到的能量(包括來自環境混亂和發射/接收泄漏的）都是貢獻者并且可能降低靈敏 度。需要在相關的環境中評估CAR以確認殘余模糊水平對于關注的應用是否足夠低。此外， 未來的研究工作可能探索在模糊空間的關注區域降低殘余模糊的編碼方案的可能性，有效 地將其移至工作視場之外。 附錄A 編碼孔徑雷達模型
在此章節雷達模型參數直接涉及與雷達組件有關的物理量，并且描述了簡化的假定。 參考圖1，考慮的雷達類型是零差（即，掃掠的L0)FMCW收發器。VCO產生具有復數幅值</?的 波(使用標準散射記法)入射到劃分網絡上。劃分網絡具有單個輸入和Nt x個輸出，并且以散 射矩陣sdiv>i_紅·相的七1丨公關?欠目1右γ mTx+i)個如下形式的散射矩陣 (25) 其中每個元素是子矩陣，并且輸入端口（VCO側)是端口 1。從輸入到NTx個輸出的"發射" 散射參數由NTxX 1向量S2dP給出，其mx元素甩CS指示。注意劃分網絡的全部端口被 假定是完美地匹配和隔離的。對于CAR而言達到合理程度的匹配和隔離是重要的，以便來自 天線元件的反射不被劃分/合并網絡再反射及輻射。諸如這些的多個反射降低在匹配的濾 波器處理中使用的輻射場的認知精度。 從這個劃分網絡的nTx端口的輸出波遂通過單比特移相器被移相0或180度，用 表示，其在每個時間步長取值土 1。該信號在進入天線元件之前再次被設置在硬件中的偽隨 機值因子6八^^移相。劃分網絡、移相器和固定的相位偏移S參數方便地一起合并在用于發 射側的單個"編碼矩陣" 屮，其元素由以下給出
公式（26) 在接收側采用同樣的標記，其中理想的合并網絡從Nrx個輸入到單個輸出的"發射"散 射參數由IXNrx向量Sifni5給出，其nRx元素用指示。合并網絡、移相器和固定的 相位偏移一起組合在單個接收編碼矩陣·中，其元素由以下給出，
公式（27) 在發射側，來自劃分和移相器網絡的波°^&入射到發射天線元件上產生遠區輻射電 場方向圖
(28) 其中函數是由于單位幅值的輸入波在全部其它元件以參考阻抗終結時引起
的nTx元件輻射的復數的遠區場方向圖。注意此定義針對nTx元素在場方向圖和實現的增益 之間提供 公式（29) 從具有RCSo的點目標的散射在接收陣列處產生具有大約為平面的相前的入射場Ειη% 其復數幅值(忽略隨散射的相位變化)是
于是從nRx接收元件發出并入射到移相器合并器網絡的復數波是[7]，[8]
合并(31)與(27)，入射到混頻器上的信號是
如果納入因子amix來說明混頻器轉換損耗（以及LNA增益，等等），則常數項可被歸到一 起成為在阻抗Zo上的混頻器電壓幅值：
(33 ) 以上分析為連續波情況導出。當存在頻率調制，我們可以在特定情況中用瞬時波數k (t)= ω (t)/c使用（32)。1和Q混頻器輸出信號與RF和LO端口信號之間的相位差的余弦和正 弦成比例。如果LO端口信號具有瞬時相位0(t)并且向目標去和從目標回的往返時間延遲是 τ = 2;τ/(3，則瞬時RF端口彳目號相位是θ(?-τ)。混頻器輸出于是廣生相位是9mix = 9(t)-9(t-T) ? 2ω (t)/c的信號，其中ω (t) = 0(t)是瞬時頻率。當RF相位在最大往返時間延遲上的變化 與均一相比較小時，此近似保持。對于諸如圖3中的傳統的FMCW"鋸齒"掃掠，此關系大體上 到處保持，除了靠近RF頻率迅速變化的掃掠"復位"處。 對于在發射上編碼的CAR，此模型僅當單個編碼期遠大于最大往返時間延遲時有效。這 在實際中往往不現實并且迫使明確地考慮時間延遲并與FFT相反為匹配的濾波應用相關 器。然而，我們假定此近似在本論文中保持，即使是對發射碼，以便簡化數學運算。 附錄B 均方殘余模糊的推導 由（11 )，均方模糊由下式給出
中間加括號的項可以用（10)評估
右側第一個加括號的表達式可以用索引的克羅內克函數的形式表達。對于m矣n/的情 況，僅當η = !/且n〃 = Y"時結果是均一的，其表達為 〈￡m, n￡m, n' ￡m'，n'' ￡m'，η'"〉Π 1 -〈 ￡n￡n'〉〈 ￡n" ￡n〃'〉一 δη, xi δη7' , rl" ( 36 )對"丁·Π 1 - Π 1，Π 1 的{直TE 無關的，僅需考慮天線元件索引的所有可能性。在一些謹慎的推算后，得到 〈εηεη，εη" εη"，〉= δη,η，δη" ,η"，+δη,η" δη，，η"，+δη,η"，δη，， η" -2δη,η，δη,η" -2δη,η，δη,η"，-2δη, η" δη, η〃' -2δη，, η" δη，, η〃，-2δη,η，δη, η" δη,η〃，（37) 一起使用(36)和(37)， 〈￡m, η ￡m, η' ￡m'，η' ' ￡m'，η'"〉一（ I _3m, m'）δη, η' δη' '，η〃 +8m, m'（ δη, η' δη' '，η〃' +δη, η'' δη'，η〃' +δη, η〃' 5"',""-2511，1/511，11' /-2511，1/511，1/"-25 11，11'/511，1/"-25 11'，11"511'，11〃/-25 11，11'511，11"511， 1/")(38)(35)中的 指數的加括號的表達式易于評估： (eJ ( γ η- γ η7 - γ η7 7 + γ η/,7 ) ) = δη, η7 / , η/,7 +δη, η7 7 , χ{" -δη, η7 δη, η7 7 δη, χ{"公式(39 )當把 (39)和(38)插入(35)，許多項消掉：
對于大的陣列，括號中的第二項可被忽略，因為其比括號中的第一項小N個數量級。為 了看到這點，僅考慮接收上的編碼。沿X軸間隔距離d的理想的各項同性輻射體的線性陣列 產生復數的遠場方向圖等于
公式（.42) 將(42)插入(41)中的有括號的表達式，發現第一項比第二項大N倍，允許由于大N而忽 略第二項"這樣，殘會樟糊波動對單個理掘目標是
(43 ) 修正到量級1/N。 參考文獻
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Jonathan J.LyncWiT 11)從加州大學圣巴巴拉分校于1987年取得學士學位，1992年取 得碩士學位，1995年取得博士學位，在用于連續波和脈沖毫米波源的準光學功率組合領域。 從1995年至今他被HRL實驗室有限責任公司聘用，他在那里是微電子實驗室的高級科學家。 他的專業領域包括微波和毫米波天線、濾波器、波導電路、輻射計，和雷達傳感器以及非線 性組件和子系統，諸如同步微波振蕩器和準光功率組合。
【主權項】
1. 一種用于估計反射至少一個發射的RF信號的一個或多個目標或物體的距離、距離變 化率(速度)和方位角度的雷達系統，該雷達系統包括： 發射器，其用于發射該至少一個發射的RF信號，該發射的信號在所述雷達系統做出的 每個掃掠期間改變頻率，所述發射器每個捕獲進行K個掃掠，并且每個掃掠具有每掃掠 Q個 頻移； N個天線元件的陣列，其用于接收所述至少一個RF信號； 單比特調制器的陣列，在所述單比特調制器的陣列中的每個單比特調制器與相應的天 線元件或與在所述天線元件的陣列中的所述天線元件的相應的子分組耦合，以便根據多比 特編碼來調制來自相應的天線元件的信號，其中所述多比特編碼從唯一編碼中選擇，唯一 編碼的數目等于N，其中N個唯一編碼在每個捕獲期間重復Q · K次； 混頻器； 求和網絡，其將來自單比特調制器陣列的信號的和應用到所述混頻器，混頻器輸出同 相的和正交的輸出信號； 一個或多個模數轉換器，其用于檢測并將來自混頻器的同相的和正交的輸出信號轉換 為相應的數字信號； 用于對相應的數字信號應用S個信號掩碼，由此生成相應的數字信號的S個不同的掩蔽 版本的裝置； 用于對相應的數字信號的所述S個不同的掩蔽版本求和以生成其求和版本的裝置；以 及 用于執行相應的數字信號的S個不同的掩蔽版本的求和版本的二維FFT處理，以估計所 述一個或多個目標或物體的距離、距離變化率(速度)和方位角度的裝置。2. 如權利要求1所述的設備，其中所述單比特調制器的陣列包括兩態移相器的陣列。3. 如權利要求2所述的設備，其中所述兩態移相器是0°/180°移相器。4. 如權利要求1所述的設備，其中用于對相應的數字信號應用S個信號掩碼以由此生成 相應的數字信號的S個不同的掩蔽版本的裝置是乘法器。5. 如權利要求4所述的設備，其中用于分析所述相應的數字信號的裝置進一步包括限 閾裝置，其被應用于由二維FFT處理生成的數據，以便丟棄不超過所選閾值的數據。6. 如權利要求1所述的設備，其中所述單比特調制器的陣列包括N個單比特調制器的陣 列，并且其中所述N個天線元件的陣列中的每個天線元件耦合到N個單比特調制器的陣列中 的單獨的單比特調制器。7. 如權利要求1所述的設備，其中所述發射器在至少一個發射的RF信號的每個頻移期 間發射N個編碼。8. -種用于確定一個或多個反射雷達信號的散射物體的距離的方法，其中雷達信號以 掃掠的形式發生，其中使用K個掃掠來覆蓋視場的捕獲并且在至少一個掃掠期間發生Q個頻 移，該方法包括： 使用N個天線元件的陣列，所述天線元件的陣列在所述陣列中的每個天線元件具有關 聯的兩態調制器； 根據多比特編碼序列編碼在所述陣列處接收到的能量，所述編碼序列中的唯一編碼的 數目等于N，其中N個唯一編碼在每個捕獲期間重復Q · K次； 由此允許在接收到散射信號之后，通過數字運算來確定距離。9. 如權利要求8所述的方法，其中發射的和/或接收的能量是根據所述多比特編碼序 列、相對于所述天線元件的陣列的每個元件來0/180度相位編碼的。10. 如權利要求8所述的方法，其中關聯的兩態調制器形成大小為N的關聯的兩態調制 器的陣列，以便在所述N個天線元件的陣列中的每個天線元件各自地耦合到陣列N關聯的兩 態調制器中的單個關聯的兩態調制器。11. 如權利要求8所述的方法，其中數字運算包括依據所述多比特編碼序列對在所述陣 列處接收的能量的快速傅立葉變換(FFT)處理。12. -種用于減小編碼孔徑雷達系統中的噪聲的方法，該雷達系統發射信號，該信號以 掃掠的形式發生，其中使用K個掃掠覆蓋視場的捕獲并且在至少一個掃掠期間發生Q個頻 移，該方法包括： 使用有N個天線元件的陣列，所述天線元件的陣列的每個具有與其耦合的關聯的兩態 調制器； 根據多比特編碼序列編碼在所述陣列處接收到的能量，所述編碼序列中的唯一編碼的 數目等于Ν'，其中Ν'個唯一編碼在每個捕獲期間重復Q · K次； 由此與在其多比特編碼序列中具有少于至少Ν'個編碼的編碼孔徑雷達系統相比，減小 所述雷達系統中的噪聲。13. 如權利要求12所述的方法，其中發射的和/或接收的能量根據所述多比特編碼序 列、相對于天線元件的陣列中的每個元件被0° /180°相位編碼。14. 如權利要求12所述的方法，其中關聯的兩態調制器形成大小為Ν的關聯的兩態調制 器的陣列，以便所述Ν個天線元件的陣列中的每個天線元件各自地耦合到陣列Ν關聯的兩態 調制器中的單個關聯的兩態調制器。15. 如權利要求12所述的方法，其中數字運算包括根據所述多比特編碼序列對在所述 陣列處接收的能量的快速傅立葉變換(FFT)處理。16. -種改進雷達系統的靈敏度和動態范圍的方法，其中雷達系統在視場的捕獲期間 執行雷達掃掠，每個掃掠具有與其關聯的不同的發射頻率，該方法包括在雷達系統的每個 頻率步長期間使用一組Ν個孔徑編碼來控制Ν個單比特調制器，Ν個單比特調制器的每個都 耦合到雷達系統的Ν個天線元件的陣列的單個天線元件。
【文檔編號】G01S13/34GK105849582SQ201480065367
【公開日】2016年8月10日
【申請日】2014年12月4日
【發明人】喬納森·J·林奇
【申請人】Hrl實驗室有限責任公司