專利名稱：光纖陀螺的速率控制回路的制作方法
技術領域：
本發明涉及控制光纖陀螺的控制回路工作的裝置。特別地，本發明涉及對固有的反饋信號時間延遲而產生的誤差進行補償的裝置。
Sagnac干涉儀是用于確定轉速的儀器，通過測量在兩束傳播方向相反的光束之間產生的非互易的相位差完成。該儀器通常包括光源(例如激光器)、由幾個反射鏡或多匝光纖組成的光波導、分束器／耦合器、探測器和信號處理器。
在干涉儀中，從分束器出來的光波以相反方向沿著一條光路傳播。光波導是“互易的”；也就是說，光路中的任何畸變對傳播方向相反的光束的影響類似，雖然它們不一定在同一時間或者同一方向經歷這樣的擾動。在時間間隔與光束圍繞光波導傳播的時間相差不大的地方可以觀察到隨時間變化的擾動。反之，“非互易的”擾動對傳播方向相反的光束的影響不同，而且隨著傳播方向的不同而不同。這種“非互易的”擾動是由破壞傳播光波的光學介質的對稱性這一物理效應引起的。有兩種公知的“非互易的”效應。當磁場在光學材料中使電子形成一個優先的自旋方向時產生Faraday效應或者共線磁光效應；而當干涉儀相對慣性系的旋轉破壞傳播時間的對稱性時發生Sagnac效應或者慣性相對論效應。后一效應用作環形陀螺儀的工作原理。
眾所周知，由陀螺儀的傳播方向相反的光束形成的干涉條紋或干涉圖樣包含兩個組分，d．c．組分和與兩光束間的相差的起因相關(例如余弦函數)的組分。這一相差提供了對“非互易的”擾動的測量，例如由于旋轉引起的擾動。因為干涉條紋的形狀，當測量小的相差(例如低旋轉率)時，合成光的強度對相差相對不敏感，因為這一相差靠近相位干涉圖樣的最大值。而且，僅合成光的強度不表明傳感或旋轉的方向。
由于上述原因，通常把人為偏置的相差疊加在以相反方向傳播的光束上。相移的偏置，也稱為“非互易歸零偏移”，提高了用強度測量相位差的靈敏度。通過把陀螺的工作點偏置到±π／2(或者±π／2的奇數倍)可以獲得最高的靈敏度。而且，通過選擇在+π／2和-π／2之間的偏置，可以觀察到兩個不同的工作點。這使得系統能夠確定相差的符號，從而能夠確定旋轉的方向。
除了相位調制以外，干涉儀輸出信號的處理通常使用“相位歸零”，即通過負反饋機理引入附加的相移，以便補償由非互易(Sagnac)效應引起的相移。通常，負反饋產生相位傾斜，斜率與要測量的旋轉速率成正比。在實際操作中，被用作歸零相移的高度在0和2π弧度之間變化的傾斜，由于電壓的限制不能無限增大。
Graindorge et al．在專利號為4，705，399的美國專利中公開了利用“階梯”波形的一種基于數字的結構。每個階梯的高度等于測得的相位差，而每個階梯的寬度或者時間段是光學線圈的整體延遲時間。平均來說，相位傾斜的斜率等于要測量的每單位時間的非互易相差。這種方法適合于數字信號處理，并且具有許多優點。可以通過數字信號處理器提供的同步作用直接把相位調制加到數字相位傾斜上。該(合成的)信號最終控制位于光纖線圈中的相位調制器。
因此，光纖陀螺的工作需要完成許多功能，包括上述的連續基礎上的調制(和相應的解調)。也就是說，通常該操作必須至少以每個回路的傳播時間τ的頻率進行。當需要附加的功能時(例如，提高陀螺的精度)，這些其它的功能可能也需要在每個回路的傳播時間期間重復許多操作。
John G．Mark和Daniel A．Tazartes在名稱為“Loop controller ForMultiplexed Triaxial Gyro”的美國專利5，337，143中公開了應用特殊集成電路(“ASIC”)作為三軸陀螺的回路控制器。該控制器接收三個被調制的陀螺的數字化輸出，測量每個相關的旋轉，數字化地處理輸出，并提供模擬信號驅動陀螺的相位調制器。回路控制器的工作由微處理器管理。這樣，達到一定程度的靈活性在于可以從微處理器輸入不同類型的調制(例如，隨機的、偽隨機的、正交的、確定性的)并且可以利用微處理器的計算能力更新系統參數。不能在回路控制器內或它自身進行編程。因此，它受到配置的微處理器的速度和它自身非靈活性的限制。因而，回路控制器的應用范圍受到限制，主要是限于使用“基本”的回路控制器功能陀螺速率信號的調制、解調、產生相位歸零傾斜，輸出用于相位歸零的速率信號，重新設置相位傾斜。當然，陀螺能夠測量角速率和相位調制器比例因子控制(以保證線性和精確的模數2π操作)是絕對必要的。其他特性，例如回路的增益控制(用于寬的帶寬響應)和漂移控制(以便減小噪聲)，雖然不是必要的，但也是非常需要的功能。
John G．Mark和Daniel A．Tazartes在名稱為“Loop Controller For FiberOptic Gyroscope With Distributed Data Processing”的申請號為08／520，217的待批美國專利申請中公開了一種回路控制器，該回路控制器采用一種包括許多特殊單元的結構，這些特殊單元用于分配必要的數據處理功能，因而可以進行并行處理，從而能夠在每個回路傳播時間內增加有用的功能。當一個輔助處理器修正那些不需在每個回路傳播時間內修正的參數時可現場編程的門陣列產生改變符號的變量。這些操作的結合能夠使陀螺處理器不必進行信息處理能力試驗和分支操作。
雖然現有技術公開了許多回路控制器的操作，閉環回路結構有一個共同問題是由于下述事實產生的，即陀螺感應產生代表角速率的反饋信號并加到相位調制器上以保持穩定的工作點。理想情況下，反饋的相位應該消除Sagnac相位，以達到上述的歸零條件。由于光纖陀螺回路中存在固有延遲(通常是回路傳播時間的兩倍或三倍)，反饋信號總是滯后Sagnac相位。當由于加速和減速而存在變化的角度率時，反饋相位總是試圖“趕上”實際的Sagnac相位，從而產生剩余的瞬時信號。當存在高頻率的振動時，這種剩余信號會變大，使零檢測放大器及模數轉換器飽和。
本發明要解決現有技術的前述及其他缺點，一方面，通過對閉環系統的改進，這種類型的閉環系統包括光纖陀螺、相位調制器、光探測器及具有相位積分器和反饋積分器的環或回路控制器，這種系統受剩余誤差影響。本發明的系統的反饋積分器包括多個積分器。這許多個積分器互相連接使得剩余誤差是頻率的高次函數。
另一方面，本發明提供一種改變受剩余誤差影響的閉環系統的方法。所述系統是上面所說的包括光纖陀螺、相位調制器、光探測器及具有相位積分器和反饋積分器的回路控制器的類型的系統。該方法包括構置反饋積分器使得剩余誤差是頻率的高次函數的步驟。
本發明的前述及其他特征和優點通過后面的詳細描述將更清楚。這些文字描述結合一系列附圖進行。附圖中的標記表示本發明的特征，與文字描述相應，相同的附圖標記始終表示相同的特征。
圖1是應用本發明的閉環光纖陀螺的方框圖。
圖2是描述應用本發明的光纖陀螺的回路控制器的功能的方框圖。
圖3是閉環陀螺的線性z-變換模式。
圖4至圖6是一系列描述在獲得本發明的速率控制器時所采用的操作并由此定性地證明這種結構的Z-變換圖。
圖7是描述根據圖4至圖6的處理得出的速率控制器的結構的示意圖。
圖8是根據現有技術和本發明(二次和三次結構)所設計的陀螺回路的頻率響應的曲線圖并由此定量地證明本發明。
圖1是應用本發明的閉環光纖陀螺的方框圖。回路控制器10的具體結構大致以申請號為08／520，271的待批美國專利申請公開的回路控制器為基礎。雖然描述本發明將大致參考這一闡述的使用回路控制器的光纖陀螺，但是應該理解，本發明可以用于閉環陀螺和回路控制器，其中有些已經在本說明書的背景技術部分描述，它們接收并處理測得的速率作為反饋信號，用于得出在后續回路傳播時間內驅動回路相位調制器的信號。
相干光源(未示出)輸出光束給陀螺12，該陀螺12包括一個光纖線圈和相應的耦合器(未示出)，該耦合器用于把輸出光束分為一對在光纖線圈內以相反方向傳播的光束。來自于陀螺12的干涉的輸出光束被光探測器14接收，光探測器14把光能變為相應的電信號。通過電一光相位調制器(例如存在于多功能集成光學芯片(MIOC)16中的)對在陀螺12的光纖線圈中以相反方向傳播的光束進行前面討論的光學相位調制。相位調制通常用屬于電學領域的一種特殊摻雜LiNbO3波導形成。
探測器14輸出的模擬電信號加到前置放大器18上，然后，前置放大器18的輸出加到濾波器20上。濾波器20的輸出驅動模數轉換器22，模數轉換器22把濾波后的模擬信號數字化產生數字數據位波形，加到回路控制器10上。
回路控制器10被設置為接收上述的模數轉換器22輸出的數字波形并且相應地產生關于陀螺12的敏感軸旋轉的測量和用于在后續的回路傳播時間τ內調制陀螺12和使之相位歸零的數字控制信號(加到MIOC16上)。回路控制器10的數字輸出信號加到數模轉換器24上，然后，數模轉換器24的相應模擬輸出信號加到驅動器26上，驅動器26的輸出信號驅動MIOC16。
在討論回路控制器10的過程中，有時引用表示某一信號和參數的縮略語。這樣的參數可以通過許多方法(包括軟件、硬連線邏輯和／或二者的結合)供給陀螺處理器(下面將討論)。輔助處理器(未示出)可以與硬連線邏輯電路一起工作產生這樣的輸入信號。所述縮略語可以表示，例如，32位數字字。
輔助處理器可以由公知的微處理器(例如可以很便宜地從Texas州的Texas Instruments Corp．of Dallas買到的TMS 320C26微處理器)構成。它用以提供數據，數據需要以例如不高于2khz的頻率更新(包括陀螺參數)，與陀螺處理器的40Mhz時鐘頻率及1km陀螺的1τ的大致5微秒時間預算形成對照。
陀螺處理器，下面將詳細討論，被設置為消除所謂的測驗和分支軟件指令，該指令反映“選擇”子程序的存在，如在美國專利5，337，143的回路控制器中所描述的“選擇”子程序。
在下面的討論中引用的縮略語，每個由32位數字字組成，表示如下數字字 參數的作用1．PERT 用于觀察回路的模擬增益所輸入的擾動。
2．DCOMP用于補償輸入到回路中的擾動的效應的值。
3．ADOFF從陀螺接收的輸出信號的D．C．漂移。
4．OINT 陀螺處理器得出的用于計算ADOFF誤差的值。
5．PMSF (“相位調制器比例因子”)數模轉換器轉換到2π相位用于驅動相位調制器的值。
6．SINT 陀螺處理器得出的用于計算PMSF誤差的值。
7．AGC 陀螺處理器得出的用于計算模擬增益誤差的值。
8．Δθ 陀螺在時間τ內轉過的角度值。
9．CLEAR確定主積分器是否復位為零的值。
10．PINT與當前角速率相應的主積分器的值。
通過輔助處理器更新參數所利用的各種關系根據本領域技術人員熟知的和理解的物理原理。這些參數與向陀螺處理器32提供參數的邏輯電路之間的相互作用，已經在流水號為08／520，217的待批美國專利申請中公開和描述，用于微處理器控制的系統，而且作為參考編入本說明書。
圖2是描述圖1的光纖陀螺的回路控制器10的功能的方框圖。陀螺處理器28接收代表在每個回路傳播時間τ內來自于模數轉換器22的陀螺12的輸出信號的強度的數字字作為輸入。在30處該值因為由模數轉換器22處理產生的d．c．漂移或誤差(ADOFF)而被修正。輔助處理器根據在陀螺處理器28中所計算的變量(“OINT”)值的變化周期性地修正d．c．漂移，下面將描述。
陀螺12的輸出，已經校正d．c．漂移，然后加到32處，在這里該輸出信號因在前一傳播時間內引入的額定振動或擾動值±d而被修正。加到32處的擾動校正值通過在34處把恒定擾動值DCOMP乘以+1或-1而產生。數值±1代表(PERT)前由3個傳播時間(t-3τ)所用的擾動或振動得出的擾動修正符號PCS。該符號從預定的、偽隨機的或隨機的序列中選擇，該序列決定為測量回路增益的目的而加到陀螺上的擾動的極性(PTBS)。擾動校正符號PCS和擾動校正值DCOMP在34處相乘之后在32處求和。
陀螺12的輸出信號，已經校正了d．c．漂移和擾動，加到36處，在這里求和產生OINT，漂移誤差積分器，擾動校正值的平均值。在30處得出的漂移補償的陀螺輸出在38處乘以擾動校正符號PCS，以便解調擾動信號。擾動補償值DCOMP加到在40處的結果上產生凈誤差項。該凈誤差在42處積分產生增益誤差信號AGC。在擾動補償DCOMP已經使輸入信號的擾動成分“歸零”的情況下，積分42的輸出將是恒定的。否則，未補償的擾動的額外量或剩余量的存在表明存在著回路增益誤差。
振動和補償了漂移的陀螺信號在44處乘以與描述前面調制(MOD)的一系列±1相對應的解調符號PDS。44的輸出代表速率誤差。該值被求和并加到速率控制器46上，速率控制器的結構將在下面詳細導出、公開并加以分析。速率控制器46的作用是在存在角速率輸入量Ω時保持陀螺位于零位，通過產生陀螺速率估計值(來自陀螺速率誤差)以及把數字增益和速率反饋加到下面將討論的相位積分器52上實現。
陀螺速率的估計值在48處積分產生角位置變化量Δθ，該值Δθ用于產生與高度變化相關的各種導航參數。將看到與速率控制器46內的每個級聯積分器相關的一組CLEAR信號(值為“0”或“-1”)決定根據本發明設計的系統中的剩余陀螺誤差的數量級。
44的輸出在50處也乘以一個CARRY信號，該CARRY信號是在前一時間τ的積分過程中由相位積分器52產生的。在50處的乘法運算產生比例因子誤差解調并且在54處積分以提供相位調制器比例因子誤差的估計值(信號SINT)。
代表由級聯積分器產生的速率值的32位字在速率控制器46中向左移位，同時影響或施加數據增益給速率估計值。(每向左移移一位產生乘2的效果。由于字節是有限長的，所以移位器的輸出范圍是有限的。固有模數為232的操作是由于選擇一個32位字節操作產生的。通過設置向左移位的232輸出精確地表示2π，模數2π相位控制被建立到陀螺處理器28中進行的算法內。這樣把加到調制器上的電壓范圍限制在與2π相當的相移范圍。因此，對于熟悉閉環光纖陀螺領域的人所公知的2π“復位”自然而且自動地發生，而不需閾值測試。)速率誤差信號ε，被加到速率控制器46上且在其中進行了如上所述積分和左移位，提供一個在有角速率時保持陀螺在零位置“再位置”信號。該信號試圖消除由角速度引起的Sagnac相移，產生一個如上所述的不可避免的剩余誤差信號ε。速率控制器46的輸出在56處與每個τ輸出的調制值MOD相加(通常與±π／2相對應或與過調制相對應的其他值，該過調制John G．Mark et al．在名稱為“Method and Aparatus ForOvercoming Cross-Coupling in a Fiber Optic Gyroscope EmployingOvermodulation”的08／613，558號美國專利申請中描述了)。根據上述232代表2π，則π／2對應于數值230。在每個τ該調制的符號(包含在MOD中)可以變化。如上所述，在56處提供的MOD值可以具有確定的、隨機的、正交的或者其他的特征。
然后，將擾動或者振動值在58處加到速率+調制上。所述擾動信號是在60處由擾動值PERT乘以擾動符號PTBS產生的。58的輸出表示速率+調制+擾動，完成反饋和調制。速率+調制+擾動的值在52處積分以閉合回路。在52處的和產生數字階梯相位積分加在62處輸出的CARRY信號(每當加法操作導致第33位進位時產生)。CARRY，與在44處所確定的速率誤差值結合，用來確定比例因子誤差SINT。
回路控制器10被設置與具有“不可調”參考值的數模轉換器24一起操作。也就是說，數模轉換器24不必包括對比例因子變化性的調節。這種變化性，通常依賴溫度，影響加到相位調制器16上的模擬電壓和在陀螺12以相反方向傳播的光波之間產生的相移之間的關系。這一變化的補償是這樣完成的，首先在64處補足傾斜最高位，以便把該傾斜的值從二進制漂移變為二進制補碼形式，確保傾斜關于零對稱(也就是沒有d．c．成分)。
然后，在66處將描述傾斜的32位字節的前16位取出，該16位字節在68處乘以相位調制器比例因子的估計值PMSF。68的輸出被寫入設置為二進制補碼形式的數模轉換器24。
參考確定比例因子誤差的回路，傾斜積分52的CARRY輸出在70處被轉變為±1。(這些值在陀螺處理器28中產生的，-1表示來自主積分器52的CARRY位，+1表示沒有該位。)70的輸出在72處延遲3τ，然后在50處乘以來自44的速率誤差值。50的輸出在54處被積分產生第二比例因子誤差積分器，SINT，用于校正相位調制器比例因子PMSF。
如早些時候提到的，如上面所述的閉環陀螺系統在存在高次運動(例如振動、加速、角度跳動和更高次成分)時，在保持一個穩定的工作點方面存在問題。這是由于反饋和Sagnac相位之間的時間延遲或滯后產生的不可避免的剩余信號引起的。
圖3是閉環陀螺的線性z-變換的模式。閉環陀螺的標準操作是累計在每個回路傳播時間τ的時間延遲，該時間延遲產生上述的剩余誤差ε。
在圖3和后面的圖4至圖6中可以看到，當用z-變換表示前面在圖1或圖2中定義的元件操作的特征時，這一變換在附圖和文字描述中都用括號中的標記(已經引入)表示出。現在參考附圖3，Z-1觀察延遲74限定光束穿過陀螺線圈所耗費的固有的1τ時間延遲。該延遲通常根據現有技術被輸入到速率控制器(46)的單一反饋積分器(46A)的函數1／(1-Z-n)。這樣的單一反饋積分器的設置已經被說明，如在前面參考的待批美國專利申請08／520，217中。1／(1-Z-1)操作是相位積分器(52)的特征。該操作的輸出通過一個Z-(n-1)延遲80而被處理，該延遲也存在于每個τ所需的各種計算(例如調制、解調和模數轉換)中。(1-Z-1)函數(16)是相位調制器操作的特征。
圖3所示的回路是沒有高次補償的所謂“非周期”(“deadbeat”)類型的回路。從下面可以看出一次剩余誤差是速率控制器的單一積分器(46A)的結構導致的。因此，剩余誤差信號ε與Sagnac比例因子Ω之間的比值可以被導出，如下(SSF表示Sagnac比例因子)y／Ω=SSF(z-1／(1-z)÷(1+z-n／(1-z-n))=SSF·z-1(1)ε／Ω=(1-z-n)y／Ω=SSF·z-1(1-z-n) (2)在方程2中剩余誤差信號ε與Sagnac比例因子Ω之間是一次或一階關系，確保非周期回路特性。
在本發明中，陀螺回路被重新設置使得不可避免的剩余誤差信號與Sagnac輸出y之間是高次或高階關系。根據本發明陀螺回路設計的理論及推導是根據下面圖4至圖6中所描述的各種變換的討論得出的。
在圖4中，閉環回路陀螺最初是通過加入包含人工延遲84的負反饋線路而重新設計成的。具有正反饋的另一個回路，并且有一個相同的人工延遲86，被安置在第一回路中。當所安置的回路在求和節點88處只加入一個延遲數值時，該延遲數值是在差值節點90處被減掉的值，則圖4中安置回路結構的增加不產生凈效應，使安置回路的輸入端和輸出端具有相同的誤差或剩余誤差信號ε。(注意在差值節點90處“減小”以后而在“求和節點”88處“增加”以前的虛擬的凈剩余信號用ε′表示。)可以看到，包括延遲86和求和節點88的安置回路具有積分器的z-變換1／(1-z-n)而且對此的說明在下面的推導中將變得更清楚。
再參考圖4，下述關系式定義圖4所重新設計的陀螺回路的操作(SSF=Sagnac比例因子)y／Ω=SSF·z-1(3)ε／Ω=(1-z-n)y／Ω=SSF·z-1(1-z-n) (4)ε′／Ω=(1-z-n)ε／Ω=SSF·z-1(1-z-n)2(5)剩余誤差ε′，在安置回路內部產生的，現在與Sagnac比例因子Ω的關系是二次的。相應的z-變換曲線圖在圖5中示出。該曲線反映了安置回路的負反饋線路成為對相位調制器的反饋線路的轉變，產生相關的誤差信號ε′，而不是ε。圖5代表圖4的重新設置，圖4對閉環陀螺系統的操作沒有凈效應，而且從圖5將看到導致速率控制器的重新設計是因為認識到剩余誤差和陀螺速率之間的二次關系。
如前所述，由前面附圖中的人工延遲86和求和節點88組成的正反饋回路，可以用z-變換1／(1-z-n)代表——描述積分器一項。因此，正(或內部)反饋回路在該圖中被二次反饋積分器(46B)代替。
圖4中的由差值節點90和人工延遲84組成的負反饋回路是由時間延遲z-n描述的。這與74、(52)、80和82的剩余或結果相同。因此，圖4中引入的負反饋線路可以去除，是通過把(前面的)正反饋線路的輸出93轉移到圖5所示的(52)、80、82和74的開始部分，而不對系統產生凈效應。在圖5中回路被重新設計，是通過加入求和節點94，依靠節點94積分器(46B)的輸出作為一種附加的正向傳送信號被加到如圖所示的陀螺控制器上。當進行這種重新設計以后，新的剩余誤差信號ε′代替在觀察延遲74處的一次非周期性誤差信號ε。然而，與傳統的閉環陀螺的剩余誤差信號ε不同，新的誤差信號ε′與陀螺速率Ω之間具有二次關系。
再參考圖5的陀螺z-變換曲線圖，可以看到該閉環系統因為加入了第二積分器(46B)與圖3的非周期性回路不同。通過把第二積分器(46B)的輸出正向傳送到求和節點94，第二積分器(46B)被設置為與第一積分器(46A)成級聯關系。
前述方法可以重復許多次來推導出以剩余誤差項為特征且該剩余誤差項與陀螺速率Ω之間具有連續的高次關系的閉環結構。圖6公開了特征為三次剩余誤差ε″的回路的線性z-變換。圖6中的曲線是通過擴展前面設計的操作得出的。與二次結構不同，三次結構是從圖5的二次回路開始的。一對被安置的反饋回路，一個是正反饋，另一個是負反饋，被插在觀察延遲74的后面。之后，正反饋內部回路被三次積分器(46C)所代替。然后，正反饋回路被新的線路100代替，利用74、(52)、80和82的結果相當于等效延遲z-n這一事實。在觀察延遲74的輸出處產生新的三次誤差信號ε″。為了確保三次效應，下面的一組方程描述圖6的結構y／Ω=SSF·Z-1(6)ε″／Ω=SSF·z-1(1-z-n)3(7)參照該方法和所產生的回路結構，可以總結出，通過下述步驟得到連續的高次的剩余誤差項ε，(1)給閉環陀螺中增加一個第(m+1)回路積分器，以及(2)把m個回路積分器的輸出連續地正向傳送(也就是說，把前(m-1)個回路積分器的輸出傳送到(m-1)個求和節點。這種交互性方法的結果可以總結如下為了在剩余誤差ε與Sagnac速率Ω之間得到一個mth次關系，(m-1)個回路積分器以級聯方式被增加，形成一個包括級聯積分器(46A)、(46B)、(46C)……等等的速率控制器(46)。
圖7所描述的是根據前面所述的方法得出的速率控制器46的結構示意圖。通過把這樣的控制器46加到圖1和圖2的閉環陀螺中，經過上面導出的高次效應，可以使誤差實質性地降低。如圖所示，速率控制器包括以級聯方式彼此相連的反饋積分器46A、46B和46C，積分器46A和46B的輸出在節點102相加，所有這三個積分器的輸出在節點94相加。數字增益在左移位104處加到級聯放大器的輸出上，以便提供保持陀螺位于零位的再平衡信號。然后，這一再平衡信號加到調制56上。反饋積分器46C的輸出是作為陀螺速率估計值輸出，并加到Δθ積分器52上。
積分器46A包括相關的CLEAR 46A′，用于選擇地復位和保持積分器46C為零值。這樣從速率控制器46的操作中去掉積分器。如前所述，這是通過輸入預定的信號實現的。當加入這樣的CLEAR信號并有效地從速率控制器46中去掉級聯積分器46A時，閉環陀螺保持上述圖5的操作結構。這樣的結構產生剩余誤差和輸入速率之間的二次關系。否則，獲得圖6的結構而且剩余誤差和輸入速率之間存在三次關系。類似地，CLEAR操作46B′可以與CLEAR 46A′結合，以便從回路操作中去掉積分器46A和46B。這樣使控制器變為圖3的標準形式。CLEAR操作46C′也被加入，以便允許把回路的值復位為零，通過清除積分器46C的值達到初始化的目的(比如在開始時)。
圖8是根據現有技術106和本發明(二次108和三次110的結構)設計的陀螺回路的頻率響應的曲線圖。曲線的橫軸描繪感應的陀螺信號的頻率，單位為Hz，而縱軸描繪剩余誤差與感應的陀螺信號的量值比，單位為dB。直線105描繪以同樣的比例測得的角速率與實際角速率之比值的幅值傳遞函數(即
)。直線105應用到一次、二次、三次回路。可以看到，輸出信號的絕對值在頻另一個率范圍內精確地反映輸入的角速率。這由平坦的0dB響應表示。
圖8中的曲線是根據1km的陀螺的假設得出的。應該記住，在正常操作條件下，可以預計這樣的裝置承受2000Hz范圍以內或更小的振動。超過上述范圍，該曲線只具有理論意義。曲線106、108和110描繪剩余誤差與輸入陀螺信號的量值比，分別是存在一次剩余誤差響應的閉環陀螺(現有技術)及根據本發明具有二次和三次誤差項的陀螺(也就是|ε／Ω|、|ε′／Ω|和|ε″／Ω|)。可以看到，在根據本發明設計的系統中在相關的頻率范圍內剩余誤差成分有實質性的下降。例如，在1，000Hz處，和具有一次剩余誤差特征的現有閉環陀螺相比，根據本發明的二次系統改善大約20dB，而三次系統改善大約40dB。
具有一次和高次剩余誤差特征的陀螺的相對性能在截止頻率以外發生很大變化，該截止頻率與曲線106、108和110的交點112相對應。對于系統延遲為陀螺回路傳播時間的3倍的1km陀螺，可以看到這一截止頻率大約為10kHz，如上所述，這一頻率大大超過通常遇到的振動頻率范圍。為此，在很高頻率處的衰減與本發明提供的優點決不矛盾。
雖然本發明是參考現有最佳實施例說明和描述的，但是并不限于此。更確切地說，本發明限于后面的權利要求所限定的范圍，而且包括所有包括在該范圍以內的等同物。
權利要求
1．一種對包括光纖陀螺、相位調制器、光探測器以及具有相位積分器和反饋積分器的環控制器的類型的閉環系統的改進，上述系統受剩余誤差的影響，其特征在于所述改進包括a)所述反饋積分器包括多個積分器；以及b)所述多個積分器互相連接，使得所述剩余誤差是頻率的高次函數。
2．如權利要求1所述的閉環系統，其中所述多個積分器以級聯方式互相連結。
3．如權利要求2所述的閉環系統，還包括a)加入數字增益的裝置；和b)所述裝置被設置為接收所述級聯積分器的和，使得所述加入數字增益的裝置產生再平衡信號。
4．如權利要求3所述的閉環系統，其中所述級聯放大器中的一個提供陀螺速率估計值信號。
5．如權利要求1所述的閉環系統，還包括a)所述多個積分器包括兩個積分器；以及b)所述積分器以級聯方式排列，使得所述剩余誤差是頻率的二次函數。
6．如權利要求5所述的閉環系統，其中所述級聯積分器中的一個提供陀螺速率估計值信號。
7．如權利要求1所述的閉環系統，還包括a)所述多個積分器包括三個積分器；以及b)所述積分器被排列使得所述剩余誤差是頻率的三次函數。
8．一種改變受剩余誤差影響的閉環系統的方法，所述系統是包括光纖陀螺、相位調制器、光探測器以及具有相位積分器和反饋積分器的回路控制器的類型的系統；所述方法的特征在于包括構置所述反饋積分器的步驟，使得所述剩余誤差是頻率的高次函數。
9．如權利要求8所述的方法，其中設置所述反饋積分器的步驟還包括a)提供多個積分器；然后b)把所述多個積分器互相聯接，使得所述反饋積分器的輸出補償高次剩余誤差。
10．如權利要求9所述的方法，其中互相聯接的步驟還包括以級聯方式互相聯接所述積分器的步驟。
11．如權利要求9所述的方法，還包括下列步驟a)提供兩個積分器；然后b)把所述積分器以級聯方式互相連接，使得所述反饋積分器的輸出補償一次剩余誤差。
12．如權利要求9所述的方法，還包括下列步驟a)提供三個積分器；然后b)把所述積分器以級聯方式互相連接，使得所述反饋積分器的輸出補償二次剩余誤差。
全文摘要
設置一種校準光纖陀螺的閉環系統,使得所謂的非周期性系統的剩余誤差是頻率的高次函數。該閉環陀螺在反饋線路中包括速率控制器。速率控制器接收來自上一個回路傳播時間內校正了d.c.漂移和標準振動的陀螺輸出,并且輸出陀螺速率估計值。速率控制器包括多個級聯方式的反饋積分器。這樣,帶有固有回路延遲的剩余陀螺誤差與感應的陀螺速率之間提升為高次關系。因此,在陀螺工作的頻率范圍內作為感應的陀螺速率的函數的剩余誤差發生實質性降低。
文檔編號G01C19/72GK1205430SQ98102800
公開日1999年1月20日 申請日期1998年7月13日 優先權日1998年7月13日
發明者喬恩·G·馬克, 戴紐·A·塔扎提斯 申請人:利頓系統公司