應用小功率電感式位置傳感器的電子卡尺的制作方法

專利名稱：應用小功率電感式位置傳感器的電子卡尺的制作方法
技術領域：
本發明涉及電子卡尺，特別涉及應用電感耦合傳感器元件的電子卡尺。
電子卡尺在制造業中常用于測量物件的厚度或其它幾何尺寸。這類電子卡尺的主要元件通常都是一種電容位置傳感器。
電容傳感器取得極小的電流，所以很適用于電子卡尺一類的電池供電的測量工具。電容傳感器以并行板極電容器樣式工作。在電容傳感器內部，把發送器電極和接收器電極裝在或裝入一塊滑板里。發送器電極接至合適的信號發生電路，接收器電極接至合適的讀出電路。
滑板沿固定標尺移動。標尺包括沿標尺長度延伸的多個間隔開的信號電極。隨著滑板相對于標尺移動，滑板上的發送器與接收器電極就與標尺上的信號電極作電容耦合。讀出電路通過比較至少一個耦合至接收器電極的信號與至少一個耦合至發送器電極的信號之間的相位，確定滑板的移動或位置。
電容位置傳感器可以是增量型傳感器，或可以是絕對位置型傳感器。前者的讀出電路只指示距某已知點的相對移動，而后者的讀出電路指示滑板與標尺間的絕對位置。在美國專利4,420,754和4,879,508號中已揭示了這類增量型與絕對位置型傳感器的內容。
這類電容位置傳感器適合應用于干燥而較清潔的環境，如檢驗室或工程設計室里。然后，也希望這類電容位置傳感器適用于在金工車間、建筑工地和其它相對污染致嚴重的環境中測量尺寸的卡尺。在這類環境中，諸如金屬粒子、研磨灰塵和冷卻或切割流體一類的微粒雜質和流體會污染電容卡尺。流體或微粒污物會以一定方式進入標尺上的信號電極和滑板上發送器與/或接收器電極之間，并以同滑板與標尺的相對位置不相關的方式改變信號電極和發送器與/或接收器電極之間的電容量。通常，電容位置傳感器的信號電極和發送器和/或接收器電極間的污物通過三種不同的機理造成測量誤差。首先，微粒或液體的介電常數可能與空氣的介電常數不同。此時，信號電極與夾有污物的發送器/接收器電極之間的電容將大于另一個同樣相對幾何尺寸但不夾污物的信號電極與發送器/接收器之間的電容。結果卡尺不能準確地指示滑板相對于標尺的位置。
其次，污物可能有較高的導電率。通常，信號和發送器/接收器電極構成開路，它們之間無電流流過，而信號和發送器或接收器電極之間的導電性污物使這一電路閉合，特別是構成了一種RC電路，污物成了電阻元件。由此形成的RC電路，其時間常數成了污物導電率、信號電極與發送器和/或接收器電極間電容二者的函數。若時間常數較小，則信號幅值可能迅速衰落使電容位置傳感器應用的常規電路無法正常地檢測信號。
第三，信號電極和發送器與/或接收器電極間的導電微粒會改變其間延伸的電場，由此改變了信號電極和發送器與/或接收器電極間的電容。電場畸變還會造成信號電極和發送器與/或接收器電極之間的信號失真，使卡尺電路不能準確地指示滑板相對于標尺的位置。
授于Gerhard等人的美國專利5,172,485號敘述了一種盡量減小污物對電容位置傳感器產生的有害影響的方法，包括對電極涂覆一薄層電介質材料，然后，把滑板裝在標尺上，使滑板(發送器與接收器)電極上的電介質涂層定位得靠近標尺(信號)電極上的電介質涂層。即，把電介質涂層置于信號電極和發送器與接收器電極之間，盡管減少這種有害影響。此外，讓滑板上的電介質涂層以滑動方式與標尺上的電介質涂層接觸，而電介質涂層間的滑動接觸減小了污物在滑板與標尺之間侵入的間隙。
滑動接觸法要求電極相互以彈性偏置。彈性偏置通過允許電極相互移離而略為偏離精確的表面平整度和對準，允許對電介質加力相互分離。這樣，若在高度污染的環境中使用這樣的電容位置傳感器，污物能迫使滑板移離標尺而聚集在二者之間。因此，在有些場合中不能證明這種方法是適宜的。
不過，Gerhard等人認為，若使用厚的而不是薄的電介質涂層，可在某種程度上減小污物聚集在滑板與標尺之間而造成的負面效應。厚電介質涂層產生的一對電容器與污物形成的電容串聯。由于電介質涂層產生的電容不隨滑板沿標尺的移動而改變，所以因污物的厚度或成分的變化而導致的信號電極和發送器與/或接收器電極間的電容變化，占主導電位的還是電介質厚涂層產生的固定電容。盡管使用電介質厚涂層能減輕電介質污物引起的問題，但是此法無法徹底消除這個問題。
另一種方法是把電極同液體和微粒污物隔離開來。例如，可把電容位置傳感器卡尺密封起來。然而，密封卡尺會增大制造與裝配成本，且常常不可靠。再者，實際上難以對電子卡尺的全部規格和應用實行這類密封。
磁性傳感器是另一類位置測量傳感器，它對油、水和其它液體造成的污染較不敏感。像索尼公司的磁標尺編碼器一類的磁性傳感器，利用了一只檢測磁場的讀頭和一把用一個或多個周期磁方向圖有選擇地磁化的鐵磁性標尺。隨著讀出頭相對于標尺上的磁性標尺方向圖作移動，讀出頭檢測磁場的變化。然而，磁性傳感器本身卻會受到吸附于磁化標尺的小粒子特別是鐵磁性粒子的影響。因此，磁性傳感器同樣必須進行密封、包封或進行其它防護，以免污物影響其精度。磁性傳感器還不能做到電子卡尺所希望的極小功耗，因而卡尺一般不使用磁性傳感器。
同電容式和磁性傳感器相反，電感傳感器對切割油、水或其它流體以及灰塵、鐵磁性粒子、其它污物顯得較不敏感。諸如INDUTOSYN型傳感器一類的電感傳感器，采用某一部件上的多重繞組發送一個為另一部件上同類繞組接收的變化磁場。多重繞組可以是一系列在印制電路板上反復繞制的并行馬蹄形線圈。流經第一部件繞組的交變電流產生變化磁場，而被第二部件接收的信號根據這兩個部件之間的相對位置出現周期性變化。同來自第二部件的變化信號相連接的定位電路可以確定這兩個部件之間的相對位置。然而，這兩個部件都是主動的，所以必須把每個部件電耦合到合適的驅動電路，因而增大了制造與安裝費用。另外，因為電感傳感器要求兩部件電耦合，所以難以配入卡尺一類的手持式裝置。
在授于Howbrook的4,697,144號、授于Dreonic的5,233,294號的授于Ichikawa等人的4,743,786號美國專利以及Thatcher提出的2,064,125號英國專利申請中，都敘述了迄今比電容、磁性或電感傳感器更經濟地制造的對污物不敏感的其它運動或位置傳感器。這些文獻揭示的位置檢測裝置都用來檢測賦能部件和被動或非斌能部件之間的位置。這些文獻敘述的傳感系統消除了兩運動部件間的電互耦合，這是電感傳感器的一個缺點。然而，這類系統一般做不到電感或電容傳感器那樣的高精度。
此外，有些這類傳感系統中的被動部件最好是產生強磁場的鐵磁材料。而且，被動部件在形成于主動部件中的復雜結構所限定和集中的磁場范圍內移動。再者，這些系統都無法像卡尺用戶期望的那樣把小功率操作、足夠高的精度和足夠寬的測量范圍組合起來。這些文獻揭示的傳感系統還產生斷續的或不是一種簡單規定的定位函數的輸出信號。在延伸的距離上，這類信號不能精密地確定相對位置。此外，這些文獻揭示的傳感系統無論如何都不適于配入卡尺使用。
因此，本發明提供一種能在苛刻的工業環境中使用的電子卡尺，其中包括對微粒與流體污物基本不敏感的傳感器元件。本發明的電子卡尺保持了常規電子卡尺的一般形式、操作、感覺和低功耗的特征。
采用印制電路板工藝一類的常規制造技術可方便而廉價地制造本發明的電子卡尺。而且本發明的傳感器對包括鐵磁性粒子在內的微粒或油、小或其它流體等污物不敏感，因此該傳感器既可避免使用昂貴的環境密封，又可在大多數車間或野外環境中使用。本發明的電子卡尺的脈沖驅動電路使電感傳感器耗用很小的功率，所以本發明的卡尺是一種用電池供電的手持式測量工具，用小型電池或太陽電池可保持很長的操作時間。
本發明的電子卡尺包括一根裝有延伸主梁上的滑尺，按常規方式配置。位置測量(測位)爪從每根主梁與滑尺突出。滑尺相對于主梁的位置表示主梁與滑尺上測位爪之間的距離。
主梁與延伸標尺作機械連接。延伸標尺包括一組沿其長度方向按某種樣式延伸的磁場或磁通調制器。滑尺組件包括一個拾取組件，而拾取組件包括一只讀出頭。測位爪之間的相對運動對應于磁場或磁通調制器組與讀出頭之間的相對運動。電子卡尺包括一根接至滑尺并以主梁長度方向從滑尺突出的測深桿，用于測量表面的孔深度。
小功率信號處理電路只接至讀出頭，不接磁場或磁通調制器組。該處理電路指示讀出頭與磁場或磁通調制器組之間的相對位置，作為磁場或磁通調制器組在讀出頭產生與接收的信號上分裂作用的函數。雖然本發明的電子卡尺結構最好使用小功率的電感傳感器，并且讀出頭與磁場或磁通調制器組件相對移動，但是也可使用具有精度足夠高、功率足夠小和對污物同樣不敏感的其它類型的電感傳感器。
本發明的電感傳感器包括一個最好具有第一導電材料通路的磁場源，該磁場源能產生變化的磁場或磁通。在變化磁場或磁通范圍內設置了至少一組磁場或磁通調制器，在空間上改變靠近該至少一個磁場或磁通調制器的磁場或磁通。在一薄層區域內構成的檢測導體形成一種周期性的磁通接收區圖案，該圖案沿測量軸延伸，在變化磁場或磁通范圍內定位。這樣，變化磁場或磁通在至少一個響應于該變化磁場或磁通的檢測導體的輸出端上被動地產生一個電動勢(EMF)。
至少一個磁場或磁通調制器與檢測導體的周期性圖案從第一位置到第二位置彼此作相對移動。在第一位置上，周期性圖案的第一部分重迭于至少一個磁場或磁通調制器。在第二位置，周期性圖案的第二部分重迭于至少一個磁場或磁通調制器。即，至少一個磁場或磁通調制器改變從第一位置到第二位置的EMF。
至少一個磁場或磁通調制器連同檢測導體的周期性圖案一起，根據這二者之間的連續相對移動而在檢測導體輸出端產生連續變化的周期性EMF。在一個實施例中，每組磁場或磁通調制器就是由導電板構成的磁通分裂器。在另一實施例中，每組磁場或磁通調制器就是用高導磁率材料構成的磁通增強器。在又一個實施例中，磁場或磁通調制器組包括至少一個磁通分裂器和至少一個磁通增強器。
檢測導體最好由多個第一環路與多個第二環路交替組成，環路用導電材料形成，第一和第二環路都設置在變化磁場范圍內。每個第一環路響應于變化磁場產生一個改變第一信號分量，同樣每個第二環路響應于變化磁場產生一改變第二信號分量。
多個第一與第二環路同磁場或磁通調制器組相互作相對移動。在第一位置，一個或多個第一環路可以接近相應的一組磁場或磁通調制器，從而改變由這些第一環路產生的第一信號分量。在第二位置，一個或多個第二環路可以接近相應的一組磁場或磁通調制器，由此改變第二環路產生的第二信號分量。第一與第二信號分量指示出每個第一與第二環路相對于磁場或磁通調制器組的位置。
這樣，本發明把具有可接受的物理特性、精度和功耗的電感傳感器配入了實用的電池供電的手持式卡尺里。同以前的卡尺比較，這種卡尺對油與微粒一類的污物不敏感，適用于各種應用場合，精度高，而且制造成本不高。通過下面對較佳實施例的詳細介紹，本發明的種種優點與特點就更明顯了。
將參照下列附圖描述本發明的較佳實施例。


圖1是應用分裂器型調制器的本發明電子卡尺第一較佳實施例的分解立體圖；圖2是沿圖1中2-2線截取的電子卡尺的剖面圖；圖3是表示電感位置傳感器讀出頭的發送器與接收器繞組的布局及相應的分裂器標尺元件的平面圖；圖4是表示圖3中一個接收器繞組的交替環路的平面圖；圖5A是表示重迭于標尺的接收器繞組的平面圖，其中標尺與接收器繞組第一部分耦接；圖5B是表示重迭于標尺的接收器繞組的平面圖，其中標尺與接收器繞組第二部分耦接；圖5C是表示接收器繞組對標尺位置移動時輸出信號的幅值與極性的波形圖；圖6是本發明第二較佳實施例的分解立體圖；圖7是應用于電子卡尺第一與第二實施例的編碼器電路的方框圖；圖8是信號發生器第一較佳實施例電路圖；圖9示出了信號發生器輸出的諧振信號的電壓/時間曲線；圖10A是接收器繞組輸出信號的電壓/時間曲線圖；圖10B是當把磁通調制器與接收器繞組的相對位置移動1/4波長時的電壓/時間曲線圖；圖10C是當把磁通調制器與接收器繞組的相對位置移動1/2波長時的電壓/時間曲線圖；圖11A-G為信號時序圖，表示采樣期間在圖7編碼器電路中選定位置上的電壓；圖12A-G為信號時序圖，表示在截短控制信號以減少能耗的情況下在圖7編碼器電路中選定位置上的電壓；圖13是信號發生器第二較佳實施例電路圖；圖14是圖13信號發生器中電容器兩端聽得信號的電壓/時間曲線圖；圖15的波形圖示出了接收器繞組輸出的電壓幅值與標尺位置的曲線；圖16是本發明電子卡尺第三較佳實施例的分解立體圖；圖17是沿圖16中17-17線截取的電子卡尺的剖面圖；圖18是沿圖17中18-18線截取的圖16電子卡尺一部分的側面剖視圖；圖19是應用增強型調制器的本發明卡尺第四較佳實施例標尺的立體圖；圖20是沿圖19中20-20線截取的圖19標尺的側面剖視圖，示出了承載于底座的增強器；圖21是本發明卡尺第五較佳實施例標尺的剖面圖；圖22是本發明卡尺第六較佳實施例標尺的平面圖；圖23是本發明卡尺第七較佳實施例標尺的側面剖視圖24是本發明卡尺第八較佳實施例的標尺的側面剖視圖；圖25是本發明卡尺第八較佳實施例標尺的第一種變型的側面剖視圖；圖26是本發明卡尺第八較佳實施例標尺的第二種變型的側面剖視圖；圖27是配有波長跟蹤器的電子卡尺的編碼器電路方框圖；圖28是信號時序圖，表示采樣期間在圖27編碼器電路中選定位置上的電壓；圖29是表示傳輸控制信號與顯示器更新控制信號的信號圖；圖30是電子卡尺的編碼器電路方框圖，與圖7的編碼器電路相比，以相反方向操作；及圖31是信號時序圖，表示采樣期間在圖30編碼器電路中選定位置上的電壓。
如圖1所示，電感式卡尺100包括延伸梁102。延伸梁102是剛性或半剛性桿，通常呈矩形截面。在延伸梁102的上表面上形成槽106，在槽106中把延伸測量標尺104牢固地接合于延伸梁102。在梁102內形成槽106，深度約等于標尺104的厚度。這樣，標尺104的頂面與梁102的頂緣幾近同平面。
靠近梁102的第一端112處整體形成一對橫突的固定爪108與110。在滑尺組件120上形成相應一對橫突的可動爪116與118。把物件置于爪108與116上的一對接合面之間可測量它的外尺寸。同樣地，把爪110與118放在物件內部可測量該物件的內尺寸。爪110與118的接合面122定位成同被測物件上的表面相接觸。
接合面122與114這樣定位，即當不108與116的接合面114相互接觸時，使爪110與118的接合面122相互對準。在這一位置，即零位(未圖示)，由卡尺100測量的內外尺寸都應當為零。
卡尺100還包括一根同滑尺組件120連接的測深桿126，它從梁120縱向突出，終接在接合端128。測深桿126的長度這樣選擇，即在卡尺100處于零位時，能使接合端128保持與梁102的第二端132齊平。把梁102的第二端132放在有孔的表面上，并讓測深桿126伸入孔中直到端部128觸碰到孔的底部，則卡尺100便能測出該孔的深度。
無論是用外測量爪108與116還是用內測量爪110與118或是用測深桿126進行測量，測得的尺寸都在傳統的數字顯示器138(裝在卡尺100的罩蓋139上)上予以顯示。罩蓋139上還裝有一對按鈕開關134與136；開關134用于接通和切斷滑尺組件120的信號處理與顯示電子電路166，開關136用于把顯示器138復位到零。
如圖1所示，滑尺組件120包括一個帶導向緣142的底座140。當滑尺組件120叉開延伸染102時，導向緣142就同延伸梁102的側緣146接觸，這樣確保了卡尺100的準確操作。一對螺釘147將彈性壓桿148對梁102的配合緣加壓，以免在滑尺組件120與延伸梁102之間自由活動。
測深桿126插入形成在延伸梁102下側的測深桿槽152內。測深桿槽152沿延伸梁102的下側延伸，為測深桿126提供間隙。測深桿126利用端止動塊154保持在測深桿槽152里。端止動塊154接到在第二端132處的梁102的下側，在操作期間還能防止滑尺組件120在第二端132處同延伸梁102不經意的脫開。
滑尺組件120還包括一個裝在延伸梁102上方底座140上的拾取組件160，所以底座140和拾取組件160作為一個單元而移動。拾取組件160包括一塊諸如傳統印刷電路板之類的基板162，在其下表面上裝有電感讀出頭164。在基板162的上表面裝有信號處理與顯示電子電路166。彈性密封件163被壓縮在罩蓋139與基板162之間，以防污染信號處理與顯示電子電路166。
如圖2所示，對讀出頭164涂以一薄層耐用的絕緣涂層167，厚度最好接近50mm。
標尺104包括一塊當作其主傳感元件的延伸的印制電路板168。如圖1所示，一組分裂器170以周期性方式沿印刷電路板168間隔開。分裂器最好用銅按普通印刷電路板制造技術形成，當然也可使用其它許多制造方法。如圖2所示，保持絕緣層172(最好厚100mm)把分裂器170遮住，保持層172可以包括印制記號，如圖1所示。
滑尺組件120載有讀出頭164，用絕緣涂層167與172之間形成的氣隙174同梁102略微分開，氣隙174最好為0.5mm左右。讀出頭164和分裂器170一同構成電感傳感器。電感傳感器最好是這里作為參考文獻的美國專利申請08/1441,769號所揭示的任何一種合適的類型，尤其是這里描述的類型。然后，卡尺100也可使用具有必需的機械封裝特性、精度高、低功率，對污物同樣不敏感的其它類型的電感傳感器。同樣地，卡尺100可應用節能方法，諸如1996年4月17日提出申請的美國臨時專利申請60/015,707所揭示的方法。
在圖1～3示出的第一較佳實施例中，由讀出頭164與分裂器170形成的電感傳感器通過產生變化磁場而工作。變化磁場在置于變化磁場范圍內的分裂器170中感應出環流即渦流。
例如，把一個分裂器170置于電磁鐵的極面之間。當用交流電驅動電磁鐵時，極面間的磁場就隨時間而變化，而通過分裂器170中任一閉合環路的磁通將發生變化，結果在閉合環路周期感應出電動勢(“EMF”)。由于分裂器170是導體，所以就產生渦流，其值等于EMF除以構成分裂器170的材料環路的電阻。
變壓器磁心中經常產生這類渦流。在變壓器中，不希望有這種渦流，因為會導致功率損耗并產生必須予以散發的熱量。然而，在本發明中，卻利用渦流的存在得出有益的結果。
圖3更詳細地示出了讀出頭164部分。讀出頭164最好包括5根基本上同平面的導體180-184。兩根導體181和182構成第一接收器繞組178，另外兩根導體183和184構成第二接收器繞組179。第一和第二接收器繞組178和179以重迭方式裝在基板162中央并沿基板162延伸。
第一和第二接收器繞組178和179都按正弦圖形排列，具有同樣的波長。導體181從端子185延伸到互連端子189a而與導體182相接，然后導體182反向延伸到端子187。構成第一接收器器繞組178的導體181和182限定了多個正弦形的環路191。
以同樣方式使導體183從端子188延伸到互連端子189b并同導體184相接，導體184再反向延伸到端子186。構成第二接收器繞組179的導體183和184也限定了多個正弦形的環路192。環路192由1/4波長即第一接收器繞組178構成的環路191的1/2環路來補償。
在圖3中，在基板162的同一表面上示出了導體181-184。然而，導體181-184每一根的交替半波長部分實際上位于基板162各分開的層上。這樣，繞組178和179不真的相互接觸。同樣地，繞組178和179在圖案當中的“交叉”點上相互也不真的接觸。于是，每根導體181-184的半波長部分用通過基板162延伸的連接線190接合到同一根導體的另一半波長部分。雖然導體181-184并不處于基板162的同一表面，但是它們置于這一區域范圍內。即，基板162上繞組178和179的最頂層與基板162最低層之間的距離為最小，因而導體181-184接近同平面。
除了空間相差以外，第二接收器繞組179基本上與第一接收器繞組178相同，所以下面討論將主要針對第一接收器繞組178。應該理解，下述討論同樣適用于第二接收器繞組179。
第五繞組180是發送器繞組，也位于薄區域內，且大體上環繞第一與第二接收器繞組178和179。發送器繞組180也由基板162的某一層或表面上的導體構成，且按傳統印制電路板制造技術制作，其長度194和寬度195足以環繞第一和第二接收器繞組178與179。
除非另有規定，否則把圖3與圖4的測量結果限定為同測量軸300相關。通常把“長度”定為沿基板162平面的測量軸300平行延伸的尺寸，而把“寬度”定為沿測量軸300垂直延伸的尺寸。把第一接收器繞組178構成的兩相鄰環路191或第二接收器繞組179構成的兩相鄰環路192跨越的距離定義為節距或讀出頭164的波長193。單個環路191或192跨越的距離等于波長193的一半。每個分裂器170跨越的距離302最好也等于波長193的一半。第一接收器繞組178與第二接收器繞組179之間的1/4波長差產生正交信號，這樣就可看到讀出頭164相對于標尺104運動的方向。再者，從分裂器170一個邊緣跨到相鄰分裂器170相應邊緣的距離最好等于波長193。應該理解，如果分裂器全都一樣，那么邊緣間的距離304可以是任一整數乘上“K”個波長193。在后一種情況下，最好使每個接收器繞組的長度等于“N*K”倍波長193，其中的N也是一個整數。
如圖4所示，第一接收器繞組178具有正弦形的環路191。第一接收器繞組178由導體181和182按正弦形或“之”字形在一個方向，接著以反方向配置而形成，因而導體181和182在物理上(不是電學上)相互跨越而構成環路191。另外，通過以順時針或逆時針方向沿著環路按規定的增量扭絞一條絕緣導線環路180度來構成環路191。第二接收器繞組179的構成與第一接收器繞組178的相同。
環路191的交叉結構導致相鄰一個環路191的有效繞組方向的不同。流過發送器繞組180的交流電產生一個通過第一接收器繞組178延伸的隨時間變化的均勻磁場，該磁場產生EMF或隨時間變化的電流通過第一接收器繞組178，這樣使接收器繞組178起到一個專用磁通傳感器的作用。由于相鄰一個環路191是以交變方向繞制的，所以在相鄰環路191中產生的EMF和電流具有交變的極性，圖4中以“+”、“-”號表示。
每條環路191基本上圍住相同的面積。因此，如果“+”環路191a與“-”環路191b的數量相等且環路191接收均勻的磁場，則該磁場在第一接收器繞組178的端子185與187兩端感應出凈零EMF。對于第二接收器繞組179，情況也如此。
如果標尺104上的分裂器170或任何其它導電物件移近讀出頭164，則發送器繞組180產生的磁場將在分裂器170或其它導電物件中感應出渦流，使分裂器附近建立的磁場抵銷發送器繞組180產生的磁場。這樣，渦流產生的反向磁場就衰減了接近分裂器170的發送器磁場。
結果，在空間上改變或分裂了第一接收器繞組178接收的磁通量。只要分裂不是同等地影響“+”“-”環路191a與191b，接收器繞組178就輸出非零的EMF信號。因此，隨著導電分裂器170從鄰近“+”環路191a移到鄰近“-”環路191b，輸出端185和187之間的EMF將改變極性。
分裂器170的尺寸最好不等于波長193。例如，若分裂器170的長度302等于波長193而其寬度等于寬度195，則不管把分裂器170沿著測量軸300相對于環路191定位在哪里，它將在相鄰“+”環路191a和“-”環路191b同樣地面積內裂發送器磁場。結果，接收器繞組178輸出的EMF信號的幅值將往往是零。
再者，接收器繞組178的輸出將對物件相對于環路191的位置不敏感。即，不管分裂器170在測量軸上的位置如何，輸出都為零。由于這種幾何尺寸得不到有用的信號，所以分裂器170的尺寸最好不等于波長193，其長度可大于波長193。然而，由于等于全波長193的分裂器部分無助于增強有用信號，所以分裂器170的長度最好小于一個波長193。
如果分裂器170的長度不等于一個波長193或波長193的整數倍，所以在大多數位置中，環路191不相等的“+”“-”區域將被分裂。信號輸出將對裂器170相對于環路191的位置敏感。當分裂器170的長度等于1/2波長193時，信號輸出的最大幅值變化將是位置的函數。當分裂器170的長度為1/2波長193時，分裂器170將周期性地遮蓋整個“+”環路191a或整個“-”環路191b，但不遮蓋相鄰“-”環路191b或“+”環路191a的任何部分。這樣，1/2波長長的分裂器170將產生可能最強的信號。
如圖3所示，在標尺104上以某個節距(一個邊緣與相鄰對應鏈緣間的距離)排列分裂器170，該節距為一個波長193。這樣，連續的分裂器就以1/2波長193分開。分裂器170最好是良導電體，但不是鐵磁體，因而不會因磁化而吸引鐵磁粒子。如圖1所示，在第一較佳實施例中，標尺104的長度超過讀出頭164的長度，由此以標尺104的長度確立卡尺100的測量范圍。
圖6示出卡尺100的第二較佳實施例，除了下述內容外，它同圖1的第一較佳實施例的卡尺100相同。在圖6所示的卡尺100的第二實施例中，位于主梁102的標尺104載有接收器繞組178與179以及發送器繞組180。分裂器170位于滑尺組件120內，沿標尺104運行。在第二實施例中，讀出頭164大體上延伸主梁102的整個長度。信號處理與顯示電子電路166和電源也位于主梁102上，并以常規方式電連接至讀出頭164。
在第一或第二實施例中，最好把第一接收器繞組178的環路191放在發送器繞組180內部規定的區域內。發明人通過實驗確認，發送器繞組180所產生的磁場，其強度作為距發送器繞組180的導體的距離之函數迅速地減弱。然而，發明人還通過實驗確認，在發送器繞組180內部區域，超過離開發送器繞組180導體一定距離，磁場趨于接近某個均一值。
這樣，該一定距離限定了較均勻磁場區域的周邊。磁場變均勻的距離是繞組幾何尺寸的函數。因此，為提高本發明電感傳感器的精度，最好離發送器繞組180一定距離把環路191與192隔開。更佳的是把第一和第二接收器繞組178與179的環路191與192整個設置在較均勻磁場區域內。
在一個示例性實施例中，分裂器170、接收器繞組178與179以及發送器繞組180的尺寸如下接收器繞組波長＝0.200英寸；分裂器長度＝0.100英寸；分裂器寬度＝0.490英寸；發送器繞組寬度＝0.400英寸；接收器繞組寬度＝0.340英寸；1/4接收器波長＝0.050英寸，以及發送器繞組長度＝1.950英寸。
通過精密地平衡和交替隔行安置“+”環路191a和“-”環路191b，使第一接收器繞組178在空缺分裂器170時為零輸出。同時，把交替安置的“+”環路191a與“-”環路191b設置得直接相互鄰近，隨著分裂器170沿測量軸300移動而在每個接收器繞組輸出端提供連續的信號。這些設計因素為卡尺100提供了高的信噪比，因而這些特點可實現高精度測量。
上述第一實施例的讀出頭164和標尺104的幾何結構確保了卡尺100的高精度。另外，上述第一實施例卡尺100的幾何結構在很大程度上消除了沿讀出頭164的寬度垂直于測量軸300的非均勻發送器磁場的影響，還抑制了由于本發明電感傳感器平衡的“差動檢測”造成“共模誤差”的外加磁場。第一實施例電感傳感器卡尺100的精度主要取決于精心的設計和讀出頭164與標尺104的結構。
圖5A-5C示出一例電感式卡尺100的工作原理。隨著標尺104及其分裂器170(虛線表示)相對于發送器180與第一接收器繞組178運動，通過改變“+”環路191a和“-”環路191b的比例，分裂器170不是全遮“+”環路191a、不遮“-”環路191b，就是全遮“-”環路191b、不遮“+”環路191a。
圖5A示出了分裂器170全遮第一接收器繞組178的“-”環路191b而不遮“+”環路191a的狀況。發送器繞組180感性耦合到分裂器170并在其中感應出渦流，結果，分裂器170產生磁場，抵銷通過“-”環路191b的發送器磁場。這樣，通過“-”環路191b的凈磁通少于通過“+”環路191a的凈磁通，因而“-”環路191b產生的感應EMF小于“+”環路191a產生的感應EMF，由此第一接收器繞組178在其輸出端185和187兩端產生凈“正”極性的電流與電壓。
因為發送器繞組180產生時間變化的磁場，所以輸出信號也隨時間而變化。時變輸出信號相對于輸入信號的幅值與極性指出了讀出頭164與標尺104的相對位置。圖5C表示輸出信號幅值與極性是如何隨著標尺104相對于讀出頭164的位置變化而變化的。
圖5C所示波形的初始峰值是第一接收器繞組178的端子185和187兩端正極性幅值輸出的例子。極性表示時變輸出信號相對于輸入信號的時間相位。輸出信號的極性相對于輸入信號不是同相就是反相(相差180°)。
圖5B表示標尺104的移動使分裂器170重迭全部“+”環路191a而不重迭“-”環路191b。在這一相對位置中，分裂器170產生的感應電流抵銷了通過“+”環路191a的發送器磁場的磁通，因而“-”環路191b比“+”環路191a產生更大的感應EMF，第一接收器繞組178在其輸出端185和187產生凈負極性電流。圖5C所示波形的初始谷值是一例第一接收器繞組178端子185和187兩端的負極性幅值輸出。
如圖5A所示，當分裂器170完全重迭“-”環路191b時，得出的輸出信號有一最大正幅值，如圖5C波形的峰值所示。相反地，當分裂器完全重迭“+”環路191a時(圖5B)，得出的輸出信號有一最大負幅值，如圖5C波形的谷值所示。
隨著分裂器170沿著圖5A與圖5B位置間的測量軸300移動，圖5C波形的幅值連續變化。特別是，當分裂器170準確地重迭每條“+”環路191a和“-”環路191b的一半時，圖5C波形的幅值就為零。從這一位置起，隨著分裂器170移到更靠近圖5A或5B所示的位置，接收器輸出信號的幅值分別以正向或負向增大。
圖3的第一實施例的讀出頭164有兩個接收器繞組178與179，相互隔開1/4標尺波長193。即，第二接收器繞組179重迭第一接收器繞組178，偏差1/4標尺波長193。這樣，第二接收繞組179的每條“+”環路192a重迭著第一接收器繞組178的部分“+”環路191a與部分“-”環路191b。同樣地，第二接收器繞組179的每條“-”環路192b重迭著第一接收器繞組178的部分“+”環路191a與部分“-”環路191b。
絕緣或交叉通道分別適當地置于基板162上或里面，使第一接收器繞組178與第二接收器繞組179保持電絕緣。將第一和第二接收器繞組178與179隔開1/4標尺波長193，則第一和第二接收器繞組178與179輸出的信號在空間上保持正交。即，接收器繞組178與179輸出的信號幅值把正弦圖案規定為位置的函數。特別是，第二接收器繞組179的正弦圖案相對于第一接收器繞組178的正弦圖案在空間偏移90°，結果，信號處理與顯示電子電路166可檢測出來自每個接收器繞組178與179信號間的相互關系。通過分析這種關系，信號處理與顯示電子電路166確定了讀出頭164相對于標尺104移動的方向。如上所述，根據讀出頭164相對于標尺104的位置，繞組178與179輸出信號的幅值呈正弦變化。這樣，電子電路166可按下式確定讀出頭相對于標尺104的位置p=tan-1(S1/S2)2πλ+nλ]]>式中，p是位置，λ為標尺波長193，n是表示全波長193運行次數的整數，S1與S2分別代表從接收器繞組178與179接收的輸出信號的幅值與符號，而“tan-1”是反正切函數，把零與2π之間的某一角度規定為S1與S2之比的函數。符號S1與S2根據表1規定該角度處于哪一個象限。
表1S1S2tan-1(S1/S2)+ + 0～π/2+ - π/2～π- - π～3π/2- + 3π/2～2π為提高卡尺100的精度和/或對接收器輸出信號減輕模擬信號處理電路的需求，讀出頭164可以包括三個或更多重迭的接收器繞組。雖然帶三個或更多重迭接收器繞組的讀出頭164更難以制造，但在結合了一定的信號處理技術后，它可提供比只帶兩個重迭接收器繞組的讀出頭164更精確地位置讀數。此種多重繞組讀出頭的相移最好相等，例如對于m個繞組，相移為180°/m。
圖7詳細示出了信號處理與顯示電子電路166(下稱電子電路166)，該電路求解方程1并控制卡尺100的電路工作。如圖1與2所示，把電子電路166作為拾取組件160的一部分裝在基板162上，并以常規方法(包括顯示器連接的彈性連接器165)連接到讀出頭164、開關134與136以及顯示器138。
如圖1、6、7和16所示，信號處理和顯示電子電路166應用了編程的微處理器或微型控制器及若干外圍集成電路元件。然而，信號處理和顯示電子電路166也可用ASIC或其它集成電路、硬線電路或邏輯電路(如分立元件電路)、可編程邏輯器件(如PLD、PLA或PAL)等構成。總之，任何一種器件，凡是支持能構成這里所述的信號處理與顯示功能的有限狀態設備，都可用來構制這種信號處理和顯示電子電路166。
信號處理和顯示電子電路166最好包括一個微處理器226(用以輸入來自A/D轉換器224的信號并對顯示器138產生和輸出控制信號)、A/D轉換器224、開關225、信號發生器200和延遲電路219。延遲電路219的輸出送給第一和第二采保(采樣保持)電路217與218的控制輸入端。
把第一和第二采保電路217與218的每個輸出端接至開關225的一個輸入端，開關225的輸出端接至A/D轉換器224的輸入端，對第一和第二采保電路217與218的輸入端分別接到第一和第二接收器繞組178與179的輸出端185與188。
第一和第二接收器繞組178與179的其它輸出端187與186分別接地，信號發生器200的輸出接至發送器繞組180的端子197，發送器繞組180的另一端子198也接地。
作位置測量時，信號處理和顯示電子電路166向讀出頭164的發送器繞組180提供電激勵信號。
如圖7所示，第一采保電路217有一緩沖放大器216，其輸出接至開關225的一端。第一接收器繞組178的輸出端185經開關221接至緩沖放大器216的輸入端。開關221的控制端接至延遲電路219并輸入采保控制信號。在地和緩沖放大器216的輸入端之間接電容器230。
第二采保電路218的緩沖放大器222、開關223和電容器232以相應方法接在延遲電路219、開關225另一端、第二接收器繞組179和地之間。
如圖7所示，更詳細地如圖8所示，微處理器226接至信號發生器200中晶體管210的柵極，供電電壓V+經偏置電阻212接至晶體管210的漏極，晶體管210的源極接地。
LC串聯電路由電容214與發送器繞組180組成，它接在晶體管210的漏板與地之間。當晶體管210截止時，電容214經電阻212接至供電電壓V+并被充電到供電電壓V+。供電電壓最好由電池一類合適的電源(未圖示)供電。把電源V+、晶體管210、電阻器212和電容器214組合起來，就構成了第一實施例中信號處理與顯示電子電路166的信號發生器電路200。
接通晶體管210，微處理器226向晶體管210的柵極提供短脈沖。當晶體管210導通時，電容器214經晶體管210接地。由于電容器電壓不能立即改變，所以電容器214與發送器繞組180之間節點A的電壓被驅動成負值。
于是，電容器214和發送器繞組180相互諧振，頻率由電容器214的電容量和發送器繞組180的電感量確定。
在接收器輸出信號的每個采樣周期內，電容器214放電后再充電。為對第一和第二實施例的卡尺100使用的小功率感應電流傳感器提供足夠的精度和運動跟蹤能力，采樣頻率最好約為1KHz。電容器214最好取1nF，電源電壓V+最好是3V。
電源電壓V+提供的電荷(庫倫)等于電容器的電容量乘上電容器兩端電壓的變化(庫倫＝法拉第×伏特)。因此，電容器214貯存的電荷等于電容器214的電容量1nF乘上電容器兩端的電壓3V，即3nC。
電容器每隔一個采樣周期作一次放電和再充電，采樣率為1KHz的話，歷時1ms。另外，電流為電荷除以時間(安培＝電荷/秒)。因此，在一個采樣期內從電源吸取的平均電流為3nC/1ms＝3μA.。即使對電池供電的傳感器而言，3微安是極小的電流。
鑒于選用的電路結構，信號發生器200能使傳感器在接收器繞組178與179兩端185-188以間歇方式提供很強的輸出信號(最大約60mV)。然而，由于本發明的電路與傳感器結構，還由于驅動信號是短脈沖并能工作于低占空因數，所以即使在期望的快速采樣率(1KHz)下，本發明的電感式卡尺吸取極小的平均電流。對于商用的實際電子卡尺來說，平均電流必須很小。
為把功耗減至最小，供給晶體管210的輸入脈沖應盡量短些，使通過偏置電阻212而損失的電荷減至最少。在上例中，若脈寬為1ms，電阻212取10KΩ，則流過電阻212的平均電流僅是0.3μA。總之，在本發明中，用于對電容214充電的平均電流以小于75μA為佳，更好是小于10μA。
如圖7所示，電容器230和232分別并聯電連接到接收器繞組178與179。電容器230與232的電容與接收器繞組178與179的電感構成諧振電路，如果這些諧振電路的諧振頻率與發送器諧振電路的諧振頻率相同，則接收器繞組輸出信號的強度就得到增強，而不希望的噪聲從信號里濾掉。
由于發送器繞組180作為電感器而同電容器214組成一個LC諧振電路，所以在節點A測得的瞬時電壓將帶有衰變的諧振行為，如圖9所示。瞬時電壓信號造成在發送器繞組180中流動的相應電流，這樣反過來又分別對接收器繞組178和179的環路191與192產生正交的變化磁通。
接收器繞組178和179各自都兩個導體部分。如圖7所示，這些部分被放置的空間相位位置，對應于第一接收器繞組178的0°與180°，對應于第二繞組179的90°與270°。如上所述，標尺104和分裂器170就位后，在分裂器170中會感應出電流。由此感應電流產生的磁場導致接收器繞組178與179中產生一個凈EMF。
圖7中的角度標記(0°，90°，180°，270°)對應于繞組178和179不同部分相對于標稱位置的定位。例如，當分裂器170處于0°位置時，第一接收器繞組178的兩半部分的串接使第一接收器繞組178輸出端的電壓有一個極性；當分裂器170處于180°位置時，則第一接收器繞組178輸出端的電壓為反極性。
把來自接收器繞組178和179的信號發送給信號處理與顯示電子電路166，后者通過分析信號確定爪108與116之間的距離，而這也是爪110與118之間的距離。接著把電子電路166通過普通的彈性導體接到顯示器138并提供驅動信號，以便數字讀出測得的距離。
圖10A-10C示出了第一接收器繞組178響應于圖9所示的發送器繞組的瞬時電壓激勵而在輸出兩端感應的電壓。特別是，圖10A-10C示出了分裂器170相對于第一接收器繞組178的環路191三個不同位置的感應電壓。接收器信號的幅值與相位取決于標尺104相對于接收器繞組178或179的位置。
圖10A所示的接收器信號在B點有一峰值，指出標尺與接收器繞組178或179之間的相對位置可得出最大幅值的信號。發明人已通過實驗確認，若發送器繞組180的電感為0.5μH，電容器214的電容為1nF，間隙174接近0.5mm，電源電壓V+為3V，則B點的最大接收器輸出信號將近60mV。電容器214和發送器繞組構成的2C串聯電路，其諧振頻率約為7MHz。
圖10B示出了當標尺104從產生圖10A所示接收器信號的相對位置移動1/4波長193時的接收器信號。如圖10B所示，在第一接收器繞組178與分裂器170之間的這個相對位置產生的接收器輸出信號，在B點的幅值為零。在該信號對應的一個位置上，每個分裂器170對接收器繞組178重迭的相鄰“+”環路191a與“-”環路191b的面積相同。
圖10C中，標尺又以同方向移動了1/4波長193，這樣從產生圖10A所示接收器信號的相對位置共移動了1/2波長193。在該相對位置上，分裂器170重迭環路191的極性與相應于圖10A的環路191相反，因此第一接收器繞組178在B點產生最大負幅值的接收器信號。
圖11A-G示出了在電子電路166各不同點上出現的信號。如圖11D和11E所示，把分裂器170相對于環路191與192定位，使得接收器繞組178與179輸出的接收器信號相等而極性相反，并把這些接收器信號分別輸入電子電路166的采保電路217與218。
圖11A示出了由微處理器226輸出至晶體管210柵極的傳送控制信號，其持續時間為t。圖11B示出了施加到發送器繞組180的合成振蕩發送器信號。
圖11C示出了從延遲電路219輸出的采保控制信號。延遲電路219輸入如圖11A所示來自微處理器226的傳送控制信號，以便同時啟動采保控制信號。采保信號的持續時間可通過分析或試驗電路與傳感器的設計參數而選擇。特別是，選擇的持續時間能使采保控制信號的后沿盡量在時間上精密地同到達B點的接收器信號的幅值相符，如圖10A與10C所示。響應于延遲電路219輸出的采保控制信號，第一和第二采保電路217與218分別采樣來自第一和第二接收器繞組178與179的信號。
通常在啟動傳送信號施加給傳送繞組180的同時，采保控制信號閉合開關221和223，在電容器230與232上分別出現第一和第二接收器繞組178與179輸出的信號，如圖11F和11G所示。
在一般選成與時刻B一致的時刻，采保控制信號返零，開關221和223斷開，于是保持了在那個瞬間在電容器230和232兩端的電壓。一般而言，在圖11D和11E所示的接收器信號期間可以任意時刻保持采樣的電壓，但過零點除外。B時刻是較佳的保持時間，它出現在獲得最大接收器信號強度的時候。
如圖11B和11C所示，該時刻對應于諧振響應的峰值。時刻B由延遲電路219(譬如由發送控制信號觸發的單穩態觸發電路)建立。
采樣電壓被輸入高輸入阻抗緩沖放大器216和222，后者產生增益并隔離電容器221和223，防止電容器丟失其電荷。緩沖放大器216和222分別輸出對應于接收器繞組178輸出的接收器信號的S1信號和對應于接收器繞組179輸出的接收器信號的S2信號。選擇開關225把緩沖器216或222的輸出端交替耦接至A/D轉換器224，后者把模擬信號S1和S2轉換成數字信號。
微處理器226輸入來自A/D轉換器224的數字信號，計算測量位置，并對顯示器138輸出有關的信號。微處理器226能以各種方法中的任一種方法包括方程(1)限定的方法估算標尺104的位置。
在諸如由Mitutoyo、Brown&Sharp、Sylvac、Starret等生產的原有技術的電容式電子卡尺中，都較佳地配備了顯示按鈕邏輯、系統控制邏輯、超過一個波長位移的分析和其它典型的電子卡尺功能。本較佳實施例在顯示器138上顯示測量距離，也可通過像市售的電容式卡那樣的合適連接方法(未圖示)把算出的測量位置輸出給其它系統，例如可把算出的測量數據輸出給統計處理控制系統或遙測顯示器。
通過把信號處理和顯示電子電路166諸元件裝在基板162上，很容易把信號處理和顯示電子電路166配裝在手持式卡尺100里。有時可采用普通的多層印刷電路基板，這樣可把基板的內容作為讀出頭164與信號處理和顯示電子電路166之間的普通平面屏蔽(未圖示)，從而消除這些元件中電子信號之間不希望有的互作用。
如圖11A-G所示，傳送控制信號對若干諧振響應峰值保持高電平。然后，如圖12A-G所示，晶體管210可在足夠長的周期后截止，以允許對電容器電壓采樣。超過采樣時間后，晶體管210不必保持導通。
這樣，為了節能，在諧振電路耗散其貯存能量以前，晶體管210可以截止。最好如圖12A所示，在電容器214兩端的電壓盡可能準確地返回其原來值時，晶體管210在C時刻截止。在上述實施例中，該原來值就圖12B所示的電池電壓V+。
還應理解，為使電容器214再充電完全，必須在連續的發送控制脈沖之間留有足夠的時間。通常，如果包含電容器214和電阻器212的電路的時間常數為Tc，則連續的發送控制脈沖間的這個時間(即驅動信號的脈沖間隔時間)應至少四倍于時間常數Tc。
圖13是信號發生器200的第二個小功率實施例。在信號發生器200的第一實施例中，在晶體管210導通時，能量通過偏置電阻212而損失。信號發生器200的第二實施例通過用有源上拉開關240偏置晶體管210代替偏置電阻212，消除了大部分這種能量損失。這一能量損失已被減至最小，因為當上拉開關240斷開時，其電阻值遠遠大于偏置電阻212的電阻值。
有源上拉開關240還可讓電容器214更迅速地充電。因此，同圖7和8的信號發生器的第一實施例相比，開關240小的導通電阻可實現高得多的采樣率。在信號發生器200的的第二實施例中，用一對同步控制信號控制開關240和晶體管210。
微處理器226產生輸入到控制開關240和晶體管210的開關控制信號。當發送控制信號對晶體管210呈低電平時，開關控制信號對開關240呈高電平，此時開關240閉合，通過發送繞組180把電容214充電到V+。發送控制信號對晶體管210呈低電平，使晶體管210截止。
這種結構避免了開關240與晶體管210同時導通，防止從電池吸取大電流，延長了電池壽命。
當對電容器214充電時，控制開關信號斷開開關240，之后送給晶體管210的發送控制信號接通晶體管210。應該理解，晶體管210保持截止，直到開關240斷開以后，所以開關240和晶體管210不會同時導通。
當晶體管210導通時，電容器214接地，充電的電容器214發送繞組180構成了諧振電路。由于電容器214被充電，所以發送器繞組180兩端的電壓產生諧振，如圖9所示。
流過發關器繞組的相應電流也通過接收器繞組178與179產生變化磁場，于是分裂器170在接收器繞組178與179中感應出凈信號。如上所述，延遲電路219控制著同供給晶體管210發送信號相關的采保電路。凈信號的幅值與符號取決于分裂器170相對于接收器繞組178與179的位置。
高Q值對應于諧振電路的低能量損失。高Q值是可期望的，因為電容器214兩端的電壓擺動更接近于電池電壓V+。因此，若在C時刻切斷發送控制信號，如圖12A與14所示，則電容器214兩端的電壓Vpeak略低于電池電壓V+，這樣在準備下一次發送/接收循環時，電池只需補充少量電荷對電容214再充電。
如圖12F與12G所示，由于晶體管210保持導通直到過了采樣的B時刻以后，所以在C時刻切斷發送控制信號并不影響電容器230與232上的采樣信號。
本發明的傳感器也可逆向操作，即通過繞組178與179作發送，通過繞組180作接收或檢測磁通。圖30示出了該操作模式的編碼器電路。圖31的信號時序圖表示控制信號的定時關系。
如圖30所示，微處理器226用選擇器控制信號控制三只選擇開關324、326和328。當選擇器控制信號變高時，開關326與328移動圖30所示的位置。特別是，把繞組178接到了信號發生器，而把繞組180接到采保電路217。采保控制信號還按規定路線發送給采保電路217。接著，微處理器226對信號發生器200與延遲電路219輸出發送控制脈沖，這樣就由開關221與電容230對信號S1進行采樣和保持。
然后，微處理器226把選擇器控制信號變為低，把開關326與328移到另一位置，從而把繞組179接至信號發生器200而把繞組180接到采保電路218，同樣也把采保控制信號發送給采保電路218。微處理器226對信號發生器200和延遲電路219輸出新的發送控制信號，這樣就由開關223與電容器232對信號S2作采樣并保持。其余的信號處理則同結合圖7所作的描述一樣。
在圖30的編碼器電路中，使用單個信號發生器，把它與發送器繞組178和179交替連接。也可使用兩個信號發生器，發送器繞組178與179各接一個。
微處理器226能應用已知的內插子程序和僅僅一個接收器組確定1/2波長193范圍內的絕對位置測量結果。如圖15所示，通過比較分別在387點與388點的接收器信號的幅值和極性，微處理器226就能區別在1/2波長193范圍內的第一位置d1與第二位置d2。
387點的電壓值為V1，388點的電壓值為V2。位置d3對應于在圖15的接收器信號中的389點，389點的電壓值同387點的電壓值V1相同，所以，微處理器226無法用內插法確定第一位置d1與第三位置d3之間的相對位置差。
在上述諸實施例中，根據眾所周知的正交信號分析技術，如方程(1)，微處理器226運用來自第二接收器繞組179的信號解決了這一不定性。對于超過一個波長的運動，微處理器226根據已知的技術檢測并累計越過某已知起始位置的波長的次數，以確定讀出頭164與標尺104的相對位置。
微處理器226以約1KHz的采樣頻率提供脈沖，以提供足夠的精度和運動跟蹤能力。為了減少功耗，微處理器226還通過把脈沖做得較短而保持低的占空因素。例如，對上述的1KHz采樣頻率，脈寬一般為約0.1～1.0μs，即采樣周期為1ms的脈沖，其占空因數為0.01％～0.1％。
接著適當地選擇電容214和繞組180的諧振頻率，使電容214兩端電壓的峰值出現在1.0μs(或更短)脈沖結束之前，所以該諧振頻率約為數兆赫。這樣，將在高于1MHz而通常為數兆赫的頻率上調制相應的磁通，一般認為該頻率高于常規電感式傳感器的頻率。
發明人已確認，在這些頻率上，分裂器170產生的渦流會對磁通造成強烈的分裂作用，因而接收器繞組178與179輸出的EMF強烈地響應于分裂器位置的變動。盡管脈沖信號使用了低的占空因素和小功率，都會出現這種狀況。響應強度再加上低的占空因數與低功耗，使得卡尺100作測量時，信號發生器200和電子電路166的其余部分吸收的平均電流均低于200μA，最好是低于75μA。應該理解，這里的“平均電流”是指在卡尺正常使用時，為一次或多次測量循環耗費的總電荷除以一次或多次測量循環的持續時間。
因此，使用三節或更少的市售超小型電池或一塊太陽能電池，能以合適的電池壽命操作卡尺100。
對于增量型傳感器，傳感器信號的采樣速率約為每秒1000次采樣。當迅速移動滑尺組件120時，為保持跟蹤波長運行次數，是需要高采樣率的。然而，微處理器226用新的測量值更新顯示器138，只須每秒10次左右。所以，如果微處理226和A/D轉換器224能對每秒1000次采樣的大部分采樣減輕執行高分辨度位置測量的任務，就可進一步降低卡尺的功耗。通過保持跟蹤標尺波長運行的次數而不執行高分辨度位置測量，就能實現這一目的。
圖27是一例編碼器電路，其中的波長跟蹤器320對波長次數進行跟蹤。該波長跟蹤器耗用極少的功率。有了波長跟蹤器后，微處理器226可在不執行高分辨度位置測量時進入休眠模式，這樣就不更新顯示器138，從而節省了功率。收發時序器322以常規電路手段向信號發生器200和采保電路217與218產生控制信號，還向波長跟蹤器320產生選通脈沖，對微處理器226輸出顯示更新控制信號。
波長跟蹤器320包括兩只模擬比較器310與312、正交計數器318和控制邏輯單元314。比較器310與312檢測信號S1與S2的過零。對每個比較器輸入基準電壓Vref。當比較器的輸出穩定后，根據來自波長跟蹤器選通的指令把比較器的輸出狀態讀入正交計數器318，后者對全波長運行次數進行計數。計數器318是能檢測滑尺組件120移動方向的增減計數器，因為事實上信號S1與S2為正交，即互相相移90°。計數器318是用已知技術構成的電路，例如通常用于檢測光旋轉編碼器和線性標尺的位置。
工作時，計數器318保持的波長計數優先于微處理器226保持的波長計數。然而，微處理器仍確定波長范圍內的相對位置。控制邏輯單元314向微處理器輸出控制信號，在休眠與活動兩模式間切換微處理器226。特別是，當卡尺在某一設定的時間周期里一直不用或相對位置變動極迅速時，微處理器將進入休眠模式。在后一種場合中，雖然計數器能跟上迅速移動，但是微處理器226卻跟不上，所以無理由使用微處理器，直到移動充分減緩下來。控制邏輯單元的這種操作原理及其構成結構，在本技術領域是眾所周知的，故不再詳述。
波長跟蹤器320里還包括了停跳邏輯(未圖示)，以防止因邊沿抖動而出現錯誤測量。因該邏輯在本技術領域已眾所周知，故不再詳作討論。
圖28對收發時序器322輸出的信號和有關信號示出了一張信號時序圖。圖29表示發送控制信號和顯示更新控制信號。
當微處理器226更新顯示器138時(例如每秒10次)，它就計算波長離開“零”位運行的次數，它根據正交計數器318讀出全波長運行的次數。然后根據A/D轉換器224輸出的信號S1與S2，微處理器226計算分數波長的運行。把分數波長加到全波長次數里，把相加結果乘上波長，得到的位置值送給顯示器。
時序器322控制傳感器信號的采樣和波長跟蹤器對波長運行次數作計數，都無需A/D轉換器224或微處理器226協助。本例中，當卡尺斷開時，只要斷開微處理器226、A/D轉換器224和顯示器138，卡尺就作“準絕對”，因而采樣電路和波長跟蹤器318仍然在工作。當再接通卡尺時，波長跟蹤器318保持工作，并提供有關卡尺定位范圍內波長的信息，即使在卡尺斷開期間該位置已移動了。這樣，不管已切斷了卡尺的高分辨度測量和顯示功能這一事實，還是參照原來的“零”位計算并顯示卡尺的位置。
圖16～18是本發明電子卡尺100的第三實施例，其中已把讀出頭164與電子電路166分開。由于把讀出頭164從電子電路166里分離出來，所以電子元件與讀出頭元件之間的空間大了，故能減少不希望有的電氣干擾，也可降低制造費用，且可期望把分裂器170同梁102做成一體。
在第三實施例中，分裂器170整體形成在導電梁102中，如圖16與18所示。導電梁102的上表面經蝕刻或機械加工形成平均間隔開的槽220，留出抬起的導電梁102部分，于是導電梁102的上突部分形成了分裂器170。在導電梁102的上表面形成絕緣層172，讓它遮蓋分裂器170和槽220。在讀出頭164的絕緣涂層167與該絕緣層172之間有氣隙174，其尺寸最好與第一實施例相同，即0.5mm。
如圖17所示，讀出頭164像上述那樣由基板162承載。然而，信號處理和顯示電子電路166裝在滑尺組件120內的獨立基板262上。基板162和262都用罩蓋139包封。用彈性密封件163接合獨立的基板262。用普通高密度連接器165連接讀出頭164和信號處理和顯示電子電路166。
如圖16所示，操縱卡尺100的功率取自裝在罩蓋139上表面的普通太陽電池227。太陽電池227系市售元件，提供合適的功率操作小功率電感傳感器卡尺100。
上述的卡尺100的三個實施例包括磁通分裂器170，它與讀出頭164經互作用提供測量信號。在圖19與與20的第四實施例中，不用磁通分裂器170，而代之以磁通增強器170’，用來“增強”或增加通過接收器繞組178與179鄰接部分的磁通。
除了下面說明的以外，圖19和20所示的第四實施例卡尺100可使用前三個實施例揭示的任意一種讀出頭形狀、電路和機械結構。在所有場合下應該理解，當用磁通增強器170’取代磁通分裂器170時，磁場將增強而不是被分裂。
就是說，相對于采用磁通分裂器170所起的作用，當采用磁通增強器170’時，磁通強度增大了，而所得信號的極性則相反。在隨便哪一種情況，磁通增強器170’或磁通分裂器170都在空間上調制磁通量。
圖19與20所示的增強型卡尺100，通過把高磁導率的物件諸如鐵氧體移近讀出頭164來增強磁通。磁通增強器170’對發送器繞組180產生的變化磁場提供一條低磁阻通路，結果在磁通增強器170’附近改變或增強了接收器繞組178與179接收的磁通，這樣使接收器繞組178與179輸出非零的EMF信號。
因此，如果各磁通增強器170’的長度等于1/2波長193，那么隨著磁通增強器170’在接收器繞組178的“+”“-”環路191a與191b以及接收器繞組179的“+”“-”環路192a與192b之間移動，在接收器繞組178與179的輸出端185-188測得的信號將改變極性和幅值。這樣，第四實施例的增強型卡尺100的操作方式完全類似于上述應用于前三個實施例卡尺100的分裂器170產生的信號行為。
如果讓諸如增強器170’一類的高導磁率物件相對于讀出頭164而移動，則較高磁通密度區就通過接收器繞組178與179同連續一個環路191與192發生互作用。接收器繞組178與179輸出信號的交流幅值將取決于磁通增強器170’重迭“+”環路191a與192a的面積和磁通增強器170’重迭“-”環路191b與192b的面積之差。
隨著磁通增強器170’沿測量軸300運行，由于“+”環路191a與192a的重迭區和“-”環路191b與192b的重迭區之間的連續關系，使接收器繞組178與179輸出信號的交流幅值連續變化。由于像圖3那樣周期性改變接收器繞組178的“+”“-”環路191a與191b以及接收器繞組179的“+”“-”環路192a與192b，所以這些信號也隨波長193而發生周期性變化，且隨磁通增強器170’的尺寸與位移而變化。
根據磁通增強器170’相對于接收器繞組178與179的運動，接收器繞組178與179輸出的信號具有光滑、連續的正弦波形。連續信號能使卡尺100對延伸的距離得出準確的位置讀數。
在圖19和20的第四實施例的卡尺100中，標尺104包括多個設置于基板168’并沿基板168’間隔開的磁通增強器170’。磁通增強器170’是矩形的高導磁率構件，最好由非導電例如鐵氧體一類高阻材料組成，而且是非磁化的，不會吸鐵磁粒子。
組成基板168’的材料，最好使其導磁率遠遠小于磁通增強器170’使用的材料。像磁通分裂器170一樣，磁通增流器170’的長度最好等于1/2波長193，并以等于一個波長193的節距位置；其厚度最好為1.5mm。所得信號強度同分裂器型卡尺100不相上下。
雖然磁通增強器170’可以比1.5mm更厚或更薄，但是厚的磁通增強器170’將提供更大的信號強度。磁通增強器170’的實際厚度應根據期望信號強度以及材料、制造費用折衷確定。
如在第一和第二實施例中那樣，基板168’最好為非導電的。然后，根據制造上的考慮，基板168’可以多少有點導電性。圖19和20的磁通增強器170’，其組成材料同梁102、基板168’分開。然而，如在第三例的長尺100中，磁通增強器170’卻能同梁102’做成一體，此時的磁通增強器170’經過處理形成，即改變用于形成磁通增強器170’的那部分梁102’材料的導磁率。
如圖21所示，在第五實施例的卡尺100中，把磁通增強器170’做成梁102’的凸出部分。為形成凸出部分，最好采用一種表面輪廓加工。這樣，如在第三實施例的卡尺100中一樣(圖18)，可用與梁102’同種材料整體形成增強器170’。增通增強器170’同讀出頭164靠得很近，可在增強器170’附近對磁通降低磁路的磁阻。這一作用可比擬成圖19與20所示第四實施例中在基板168’、增強器170’與空間之間導磁率的變化，這使得第五實施例的卡尺100的操作基本上類似于圖19與20所示的第四實施例的卡尺100。
在圖22的第六實施例的卡尺100中，梁102’(或基板168’)包括多個低導磁率段233(如氧化鋁)與多個高導磁率、高阻段234(如鐵氧體)相交替。這樣，梁102’或基板168’由一串交替的段233和234組成，這些段粘合成交替堆迭的材料。導磁性更好、非導電的段234規定了磁通增強器170’，并可提供比導磁性差些的段233更低磁阻的通路。
應該理解，導磁性較差的段233可用例如銅或黃銅等導電材料組成，這時也用導磁性較差的段制成分裂器170。所以，梁102’或基板168’包括兩類磁通調制器磁通分裂器233與磁通增強器234。
同樣地，可沿著梁102’或基板168’的表面交替安置磁通增強器170’(234)與磁通分裂器170(233)，如圖23所示。在此第七實施例的卡尺100中，分裂器170(233)和增強器170’(234)對接收器信號造成的影響大體上加性的，產生的信號比單單應用磁通調制器強得多。
再者，如圖24所示，可在底座102或基板168’上設置分裂器170(233)和增強器170’(234)。此外，如在第三或第五實施例中，可將分裂器170(233)或增強器170’(234)同底座102’或基板168’做成一體，像圖25與26那樣。此時，可把其它分裂器170(233)和增強器170’(234)插入槽220里。
當然，上述對第一、第二和第三實施例的磁通分裂器型卡尺揭示的全部幾何設計原理與電路，都可配用于第四至第七實施例的磁通增強器型卡尺100，以獲得高精度和第一至第三實施例卡尺100所具備的長處。上述各種讀出頭幾何結構以及上面揭示的電路與機械結構，在用增強器170’代替分裂器170時，都可用來大大提高原有技術“增強型編碼器”的精度。上述的小功率電路技術也可配用于增強器170’且保留其小功率的諸優點。
雖然已示例性的敘述了本發明的特定實施例，但是不背離本發明的精神和范圍可以作出各種等效的改變。例如，雖然針對接收器繞組178和179示出并敘述了正弦形環路191與192，但是，也能有效地應用各種其它幾何形狀，包括對給定讀出頭不同相位應用不同的幾何形狀。
同樣地，這里雖然把示出并敘述的一般矩形導電桿和矩形高導磁率桿作為兩類空間磁通調制器，但是也可采用其它幾何形狀。當把這些幾何形狀導出的非正弦輸出信號作為位移的函數時，接著就可用查找表或本領域熟練技術人員已知的其它方法模擬實際的函數。根據眾所周知的信號處理技術，同樣可以修改或替換這里描述的位置計算公式。
本領域的熟練技術人員還應認識到，可以根據期望的精度和滑尺相對于標尺運動的最大期望速率，把采樣頻率選得比上述的采樣頻率更高或更低。
而且，這里描述的電子電路166僅包括示例性的分析電路。本領域的熟練人員應認識到，可設計用其它電路驅動發送器繞組180并檢測來自接收器繞組178與179的信號。而且應認識到，由于上面揭示的電磁原理的對稱性，發送器繞組180和接收器繞組178與179的操作規則可以像上述簡單描述的那樣反過來運用。
本領域的熟練人員應進一步認識到，最好把處理高頻信號的電子元件置成盡量靠近傳感器，而把處理低頻信號的電路更遠離傳感器。高頻電路例如包括用于驅動發送器繞組和用于檢測來自接收器繞組信號的電路，低頻電路例如包括采保電路下游的那些電路。特別是，若傳感器激勵頻率為1MHz或更高，則至少要把信號發生電路與解調電路定位在讀出頭164上。
因此，本發明不受制于揭示的內容，而是由下述權利要求書確定其整個范圍。
權利要求
1.一種電子卡尺，其特征在于包括一滑尺構件；一具有測量軸的梁構件，滑尺構件可動地裝在梁構件上并可沿測量軸移動；至少一個磁場發生器，每個磁場發生器響應于驅動信號在磁通區域產生變化的磁通；至少一個磁通調制器，每個磁通調制器可在磁通區域內定位，并能改變磁通調制器附近調制區內的磁通；以及至少一個磁通傳感器，每個磁通傳感器設置在磁通區內并檢測該磁通區的變化磁通，每個磁通傳感器根據檢測的磁通產生一輸出信號，指示該磁通傳感器與至少一個磁通調制器的相對位置。
2.如權利要求1所述的電子卡尺，其特征在于，每個磁通傳感器和每個磁場發生器中至少一個形成于交替極性圖案的區內。
3.如權利要求2所述的電子卡尺，其特征在于，交替板性圖案區包括以導電元件為邊界的正弦形區
4.如權利要求2所述的電子卡尺，其特征在于，每個磁場發生器和形成于交替極性圖案區的每個磁通傳感器之一設置于滑尺構件與梁構件之一上，而至少一個磁通調制器設置在另一個梁構件或滑尺構件上。
5.如權利要求4所述的電子卡尺，其特征在于，每個磁場發生器和不形成于交替極性圖案區的每個磁通傳感器的另一個被設置位于滑尺構件或梁構件上。
6.如權利要求1所述的電子卡尺，其特征在于，在不存在至少一個磁通調制器時，每個磁通傳感器產生的輸出信號對每個磁場發生器產生的變化磁通就不敏感。
7.如權利要求1所述的電子卡尺，其特征在于，至少一個磁通調制器的每一個包括磁通分裂器和磁通增強器之一。
8.如權利要求1所述的電子卡尺，其特征在于，每個磁場發生器包括一磁場發生導體，而每個磁通傳感器包括一檢測導體，每個磁場發生器的磁場發生導體和每個磁通傳感器的檢測導體設置在一薄區內。
9.如權利要求1所述的電子卡尺，其特征在于，進一步包括一輸出電源的小功率能源；一驅動電路，在每次測量循環期間向至少一個磁場發生器輸入電源并輸出間歇驅動信號；以及一分析電路，用于輸入來自至少一個磁場傳感器的輸出信號，并輸出位置信號，以一級分辨度指示滑尺構件在梁構件上的位置。
10.如權利要求9所述的電子卡尺，其特征在于，驅動電路包括一只通過至少一個磁場發生器放電的電容器。
11.如權利要求10所述的電子卡尺，其特征在于，該電容器和至少一個磁場發生器組成諧振電路。
12.如權利要求9所述的電子卡尺，其特征在于，間歇驅動信號包括至少一個脈沖信號。
13.如權利要求9所述的電子卡尺，其特征在于，分析電路包括一計數器，該計數器響應于滑尺構件沿測量軸的移動，以粗于一級分辨度的二級分辨度統計至少一個磁場傳感器輸出的至少一個輸出信號的部分循環。
14.如權利要求1所述的電子卡尺，其特征在于，由至少一個磁場發生器產生的變化磁通，以相當于至少1MHz的振蕩頻率的速率變化。
15.一種電子電感式卡尺，其特征在于包括一滑尺；一具有測量軸的延伸梁，滑尺可沿測量軸移動；一向驅動電路提供電源的能源；輸入電源并輸出驅動信號的驅動電路；一連接至延伸梁與滑尺的電感傳感器，電感傳感器響應于滑尺在延伸梁上的相對位置而輸入驅動信號并輸出至少一個檢測的信號；及一分析電路，用于輸入至少一個檢測的信號并輸出以一級分辨度表示滑尺在延伸梁上的位置的輸出信號。
16.如權利要求15所述的電子卡尺，其特征在于，驅動電路包括一通過電感傳感器放電的電容器。
17.如權利要求16所述的電子卡尺，其特征在于，電容器與電感傳感器構成一諧振電路。
18.如權利要求15所述的電子卡尺，其特征在于，電感傳感器的磁場響應于驅動信號以相當于至少1MHz的振蕩頻率的速率變化。
19.如權利要求14所述的電子卡，其特征在于，間歇驅動信號包括至少一個脈沖信號。
20.如權利要求15所述的電子卡尺，其特征在于，分析電路包括一計數器，它響應于滑尺沿延伸梁的移動，以粗于一極分辨度的二級分辨度統計電感傳感器輸出的至少一個檢測信號的部分循環，計數器提供滑尺在延伸梁上近似的相對位置。
21.如權利要求20所述的電子卡尺，其特征在于，計數器以至多1/4循環的空間間隔作出響應。
22.如權利要求15所述的電子卡尺，其特征在于，電感傳感器包括至少一個磁場發生器，每個磁場發生器響應于間歇驅動信號在磁通區內產生變化的磁通；至少一個磁通調制器，每個磁通調制器可定位在磁通區內，并能改變磁通調制器附近調制區內的磁通；以及至少一個磁通傳感器，每個磁通傳感器設置在磁通區內并檢測該磁通區內的磁通，每個磁通傳感器產生至少一個檢測的信號，每個檢測的信號根據檢測的磁通表示磁通傳感器與至少一個磁通調制器的相對位置。
23.如權利要求22所述的電子卡尺，其特征在于，每個磁通傳感器的每個磁場發生器中至少有一個在交替極性圖案區中形成。
24.如權利要求23所述的電子卡尺，其特征在于，交替極性圖案區包括以導電元件為邊界的正弦形區。
25.如權利要求22所述的電子卡尺，其特征在于，在不存在至少一個磁通調制器的情況下，每個磁通傳感器產生的輸出信號對每個磁場發生器產生的變化磁通不敏感。
26.如權利要求22所述的電子卡尺，其特征在于，至少一個磁通調制器的每一個包括磁通分裂器和磁通增強器之一。
27.如權利要求22所述的電子卡尺，其特征在于，每個磁場發生器包括一磁場發生導體，而每個磁通傳感器包括一檢測導體，每個磁場發生器的磁場發生導體和每個磁通傳感器的檢測導體都設置在一薄區內。
28.如權利要求15所述的電子卡尺，其特征在于，分析電路在每個脈沖間隔期間以粗級分辨度確定相對位置的變化，而在多個脈沖間隔期間以細級分辨度確定一次相對位置。
29.如權利要求15所述的電子卡尺，其特征在于，電子卡尺吸取的平均電流最多為200μA。
30.一種卡尺的操作方法，所述卡尺包括一具有測量軸的梁構件；一裝在梁構件上可沿測量軸滑動的滑尺構件；一設置在滑尺構件與梁構件之一上的磁通傳感器；一設置在梁構件與滑尺構件之另一構件上的磁通調制器；以及一設置在滑尺構件與梁構件之一上的磁通發生器；所述方法包括在磁通區內用磁通發生器產生變化磁通；把滑尺構件相對梁構件移動到相對某建立的基準位置的測量位置，其中，用磁通調制器調制耦合于磁通傳感器與磁通發生器之間的電感，對應于滑尺構件與梁構件之間的相對位置；用磁通傳感器檢測調制的磁通，產生一對應于滑尺構件與梁構件之間相對位置的檢測出的信號；監視由磁通傳感器產生的檢測信號；以及響應于監視的檢測信號確定建立的基準位置與測量位置間的距離。
31.如權利要求30所述的方法，其特征在于，磁通發生器是一發送器繞組，而產生變化磁通的步驟包括對該發送器組提供一驅動信號，驅動信號造成流過發送器繞組的電流變化，以感應變化的磁通。
32.如權利要求31所述的方法，其特征在于，對發送器繞組提供驅動信號的步驟包括用脈沖發生器以選擇的脈沖間隔產生一串脈沖以得出脈沖信號；以及對發送器繞組的一輸入端提供脈沖信號。
33.如權利要求32所述的方法，其特征在于，監視由磁通傳感器產生的檢測信號的步驟包括與脈沖信號同步地采樣檢測信號。
34.如權利要求33所述的方法，其特征在于，與脈沖信號同步地采樣檢測信號的步驟，包括根據脈沖信號與由脈沖發生器和發送器繞組構成的諧振電路響應峰值之間的期望時延采樣檢測信號。
35.如權利要求32所述的方法，其特征在于，確定步驟包括在每個脈沖間隔期間以粗極分辨度確定相對位置的變化；以及在多個脈沖間隔期間以細級分辨度確定建立的基準位置與測量位置間的距離。
36.如權利要求30所述的方法，進一步包括以至多吸取200μA平均電流操作電子束卡尺的步驟。
37.如權利要求30所述的方法，其特征在于，用磁通發生器產生變化磁通的步驟包括對磁通發生器提供至多75μA的平均電流。
38.一種電子卡尺，其特征在于，包括一滑尺構件；一具有測量軸的梁構件，滑尺構件可動地裝在梁構件上并可沿測量軸移動；至少一個磁場發生器，每個磁場發生器在磁通區響應于驅動信號產生變化的磁通；至少一個磁通調制器，每個磁通調制器可定位在磁通區內，并能改變靠近該磁通調制器的調制區內的磁通；以及至少一個磁通傳感器，每個磁通傳感器定位在磁通區內并檢測磁通區變化的磁通，每個磁通發生器根據檢測的磁通產生一個輸出信號，表示磁通傳感器與至少一個磁通調制器間的相對位置；每個磁場發生器和每個磁通傳感器形成空間調制的感應耦合，而每個輸出信號作為重迭總面積的近似線性函數而變化，重迭面積由至少一個磁通調制器的截面積限定，它重迭了磁通區和至少一個磁通傳感器當被垂直于至少一個磁通傳感器的有效平面投射時的有效面積，把相反感應耦合極性的面積規定為相反符號面積。
39.如權利要求38所述的電子卡尺，其特征在于，每個磁場發生器和每個磁通傳感器中至少有一個的面積以選定的空間頻率作正弦調制，以限定空間調制的電感耦合。
40.如權利要求38所述的電子卡尺，其特征在于，重迭總面積以選定的空間頻率按與相對位置的函數一樣的正弦函數變化。
41.如權利要求15所述的電子卡尺，其特征在于，驅動信號是一種間歇驅動信號。
42.如權利要求15所述的電子卡尺，其特征在于，能源是一種小功率能源。
43.如權利要求1所述的電子卡尺，其特征在于，每個磁場發生器和每個磁通傳感器形成連續的空間調制電感耦合。
44.如權利要求22所述的電子卡尺，其特征在于，每個磁場發生器和每個磁通傳感器形成連續的空間調制電感耦合。
45.如權利要求30所述的操作卡尺的方法，其特征在于每個磁通發生器和每個磁通傳感器形成空間調制的電感耦合；以及在移動滑尺構件的步驟中，磁通調制器進一步調制滑尺構件與梁構件之間的空間調制電感耦合，以提供來自至少一個磁通傳感器的連續變化的輸出。
46.如權利要求38所述的電子卡尺，其特征在于，空間調制的電感耦合是一種連續的空間調制電感耦合。
全文摘要
一種應用小功率感應電流位置傳感器的電子卡尺,包括裝在配備第一與第二測量爪的延伸梁上的滑尺組件,滑尺組件在梁上的位置表示兩爪間的距離。測量爪間的相對移動由電感讀出頭確定。讀出頭包括一發送器繞組和一對接收器繞組。梁承載的磁通調制器對發送器產生的磁場作調制,而接收繞組產生的輸出電壓對應于調制器與接收繞組間的重疊區。
文檔編號G01B7/02GK1171544SQ9711158
公開日1998年1月28日 申請日期1997年5月13日 優先權日1996年5月13日
發明者卡爾·G·馬斯利瑞茲, 尼爾斯·英瓦爾·安德默, 基·W·阿瑟頓 申請人:株式會社三豐