同步電動機的速度控制裝置的制作方法

專利名稱:同步電動機的速度控制裝置的制作方法
本發明是關于在電樞中通以交流電流的電動機的速度控制裝置，更具體地說，是關于具有旋轉磁場的同步電動機的變速控制裝置。
旋轉磁場式同步電動機具有一個可稱之為定子的電樞和稱之為轉子的磁極。流入電動機定子繞組的多項交流電流產生旋轉磁場，該旋轉磁場通過作用于轉子上的磁引力使其同步旋轉。在介紹常規的同步電動機的速度控制裝置以前，先說明一下直流電動機和同步電動機所產生的力矩的關系，將有助于容易地理解本發明。
圖1A為一直流電動機在轉軸方向的截面圖。其中FM是磁極，AM是一個電樞，AW是電樞繞組，DCV是直流電源。圖1B說明了圖1A所示的在直流電動機中產生的有關電樞電流(Ia)、磁場或磁通量(φ)和力矩(T)的弗來明左手定則。如圖1A、1B所示，一個整流器RC接通或斷開電樞電流Ia以使它總保持在與磁通φ垂直方向上流動。在此情況下，產生的力矩T如下所示T＝K·φ·Ia (1)這里K為常量。
等式(1)表示當磁通φ的值為常量時，力矩T與電樞電流Ia成比例。
圖2表示沿同步電動機轉軸方向的截面圖，該同步電動機具有旋轉磁場磁極PM，其中“SW”表示定子繞組而“Is”表示流過定子繞組“SW”的電流矢量。為了將式(1)運用于圖2所示的具有旋轉磁場磁極的同步電動機，有必要將磁極PM的磁通φ以磁通矢量φs表示。進一步地，定子繞組SW的電樞電流Ia用電流矢量Is表示，相應地，同步電動機所產生的力矩T由式(2)表示T＝K·φs·Is COS γ (2)
圖3表示圖2所示的同步電動機的等值電路。在圖中Ra表示定子(電樞)繞組的電阻，Xs表示在定子繞組上的感應磁通和漏磁通的等效電感，V是電壓源，γ是電樞電流
s與電樞電流在定子繞組上的感應電動勢
的相位差。
因此，當相位差γ為零，即電動勢
與電樞電流
s同相時，式(2)變成下式T＝K·φs·Is (3)式(3)表示同步電動機有可能用與直流電動機相同的產生力矩的方式來驅動。
換句話說，式(3)表明為了有效地驅動同步電動機，有必要控制流過定子繞組的電樞電流Is以便使旋轉磁場的磁通φs總是與電流Is成直角。
此外，電樞電流Is可稱為同步電動機角速度ω初滯后角的函數，它包括一個由定子繞組的電阻Ra和電感La組成的時間常數Ta。相應地，當同步電動機轉速升高時，就產生了電樞電流Is的相位滯后。
在同步電動機的驅動裝置中采用一個電流控制回路來減小相位滯后是一種傳統的方法。
圖4為一電動機驅動裝置的控制框圖。圖中，GV表示該裝置中電流放大器的放大系數，Gi表示該裝置中的電流反饋增益。
在圖4中，裝置的傳遞函數G(s)如下所示G(S)=I/V=G V(1Ra·11+STa)1+Gi·Gv(1Ra+11+STa)]]>(4)這里S＝jw，
此外，開路增益Go(S)表示如下Go(S)＝Gi·GV/Ra(1+STa) (5)當Go(S)＞＞1時，傳遞函數變為下式G(S)＝1/Gi (6)式(6)表示當Go(S)＞＞1時，傳遞函數與時間常數Ta和旋轉角速度ω無關。這就是在同步電動機的驅動裝置上采用電流控制回路的原因。
圖5表示用于同步電動機驅動控制的常規式控制電路框圖。
在該圖中，標號2表示，一個兩相分相器，它對于同步電動機6的轉子7的轉角θ產生一個調相信號。標號2a、2b是分相器2的初級繞組，分別為余弦繞組和正弦繞組，由參考信號發生器提供的正弦波信號Cos Wot和Sin Wot分別輸入這兩個繞組。標號2C是在分相器2轉子上的次組繞組，該轉子被固定在電動機6的轉子7上，當初級繞組2a，2b和次級繞組2c間產生電動勢時，次級繞組2c上就產生了信號Sin(ωot+θ)。
標號8是一個乘法器，用來將輸出信號Sin(ωot+θ)和速度指令裝置10的輸出信號V相乘，標號12表示波整形器，用來把一個輸出信號Sin(ωot)整形為矩形脈沖系列。
標號14表示一個同步整流電路(或相位鑒別電路)，其作用是用來自波整形器12的矩形波信號對乘法器8的輸出信號V.Sin(ωot+θ)作同步整流。
標號16是一電流控制回器，用來產生一控制信號I＊Sinθ，從而供給一個由半導體元件組成的已知功率驅動裝置18。電流控制回路16接收信號V.Sinθ和由檢測裝置17產生的電流反饋信號Ifb，該檢測裝置檢測流過電動機6的電樞繞組的實際電流。
圖6A、6B是圖5中同步整流器14的詳細框圖。圖6A和6B分別表示數據型和模擬型同步整流器。
如圖6A所示，數據型同步整流器14A具有一個波整形器22，其作用是把信號Sin(ωot+θ)變為矩形波信號23;一個微分器24，它在波整形器12的各輸出矩形信號21上跳沿到來的同時，對其進行時間微分從而產生一脈沖信號Pr，如圖6C所示;另一個微分器26，如圖6C所示，它通過對波整形器22的輸出信號23在其每一信號的上跳沿到來的同時進行微分而獲得脈沖信號Pr′;以及一個觸發電路28，它由脈沖Pr置“1”并由脈沖Pr′清零。同步整流器14A進一步包括一個“與”門32，當觸發電路28置1時，允許從脈沖發生器30產生的時鐘脈沖Dp通過。數字型同步整流器14A還包括一個計數器34，供計錄通過“與”門32的時鐘脈沖數;轉換器36，它根據計數器34的值和速度指令信號V產生一個信號V.Sinθ，其中計數器34的值和參考信號Sin ωot與分相器2產生的調相信號Sin(ωot+θ)的相位差θ相對應，該轉換器36包括一個涉及到值θ并將其轉換為Sinθ的參考存儲盤36A，和一個數摸轉換器36B。14A還有一個乘法器35，用來將速度指令信號V和信號Sinθ作乘法。
另一方面，圖6B表示一個模擬式同步整流器14。在圖中，標號38是波整形器，它的輸出信號在反相器45中作邏輯非運算，然后送入模擬開關裝置40中的開關44，波整形器的38的另一個輸出信號被送到模擬裝置40中的開關42上，開關42允許信號V.Si(ωot+θ)通過一個低通濾波器48來形成信號V Sim Q。開關44允許模擬反相器41產生的VSin(ωot+θ)通過一個低通濾波器48來形成信號VSinθ反相信號47通過低通濾波器48，該模擬反相器包括一個運算放大器46，一個輸入電阻46A和一個反饋電阻46B。圖7A表示圖5所示的電流控制回路16的電路圖。在該圖中，標號16A是放大系數為Gi的運算放大器，標號16B，16C和16D是電阻，標號16E為電容。
下面，對圖5所示的電路框圖的功能及工作進行解釋。
在該圖中，當在同步電動機6上的可旋轉的轉子7以角速度ω旋轉，并且其轉角轉到如圖所示的角度θ時，分相器2的次級繞組2C產生一個調相信號Sin(ωot+θ)，乘法器8將速度指令值V和調相信號Sin(ωot+θ)相乘，從而產生信號VSin(ωot+θ)。同步整流器14用來自波整形器12的矩形波同步地對調整信號VSin(ωot+θ)進行整流，產生與轉子7角位移一致的信號VSinψ。
接著，信號VSinθ和電流反饋信號Ifb被送入電流控制回路裝置16中，產生控制信號I＊Sinψ，并將它送入半導體型驅動裝置18。在裝置18中，信號I＊Simψ被變為多相交流信號，將每相信號送到與電動機6的定子上的電樞繞組相對應的功率反相器。所以，每一電樞電流在電動機6中產生一旋轉磁場。如上所述，由于每一電樞電流與轉子旋轉角ψ一致并與電動機中磁場方向相同，所以，磁通φ的方向和每一電樞電流的相位差可保持直角π/2。
然而，當旋轉速度很高及角速度ω值很大時，等式(5)不成立，圖7B表示一個頻率特性取決于“ω”值的傳遞函數G(jω)。
在該圖中，由于旋轉角速度ω值大，輸出信號IaSin(θ-ψ)含有一相位滯后角ψ。在此情況下，ψ被稱為傳遞函數G(jω)的相位角;
ψ＝ayg·G(jω)圖7C是一個總電路框圖，它提出了一種消除圖7B所示的相位滯后ψ的基本技術概念，在圖7C中，方框40提供了一個可能消除相位滯后的方法即由電動機旋轉速度V和常量K形成的ψ與信號V Sinθ共同起作用，從而使相位θ超前ψ角。
此外，如圖4和5所示，與在驅動裝置18中的功率放大器相對應的方框GV通常包括一些延遲電路元件，由此，隨旋轉角速度ω變化的總相位滯后也增大同樣的值。
因而，采用圖5所示的同步電動機的常規速控裝置在轉子高速運行時，由于產生旋轉磁場和電樞電流(Ia)的相位差，不可能獲得理想的控制。
因此，本發明的第一個目的就是提供一個使旋轉磁場的磁通φ和電樞電流Ia總是控制為互成直角的同步電動機的控制裝置，利用它，即使在電動機的高轉速區仍能獲得理想的控制。
本發明的第二個目的是提供一個補償裝置，用來補償在帶有電流控制回路的電動機驅動裝置內產生的電樞電流的相位滯后。
根據本發明，上述目的通過給同步電動機增加一速控裝置即可實現。該速控裝置包括一個檢測裝置用來產生一個與電動機轉子相對應的旋轉磁場的角位置有關的信號;一個為響應檢測裝置所發出的信號而設的操作裝置，用來產生電樞電流所要求的電樞電流指令信號;一個響應電樞指令信號的電流控制回路電路，用來產生電樞電流;一個響應電流控制回路電路信號的功率反相裝置，用來使所需電樞電流在電動機轉子繞組中流動;以及一個響應電動機轉子速度的相位補償裝置，用以產生信號超前相角來補償電樞電流指令信號，本發明將通過附圖更詳細地描述。
在附圖中圖1A是沿直流電動機軸方向的截面圖，用以解釋其中產生的力矩。
圖1B表示電樞電流，磁場和力矩三者方向的關系。
圖2表示具有旋轉磁場的同步電動機沿軸方向的截面圖。
圖3為圖2所示的電動機的等值電路圖。
圖4表示與同步電動機速控系統相對應的傳遞函數的總框圖。
圖5表示同步電動機常規控制電路的框圖。
圖6A表示數字型同步整流器電路圖。
圖6B表示模擬型同步整流器電路圖。
圖6C表示圖6A中的信號的時間曲線。
圖7A表示電流控制回路的電路圖。
圖7B為與功率驅動裝置相應的傳遞函數框圖，該功率驅動裝置包括一個電流控制回路和電樞繞組，并在其中產生一個相位滯后。
圖7C為由本發明提出的相位補償的框圖。
圖8為本發明速度控制裝置的電路框圖。
圖9為圖8所示的相位補償電路的詳細框圖。
圖10表示圖9所示的每一信號的時間曲線。
圖11表示用來由調相鄰號Eo產生的速度信號
(＝ (dB)/(dt) )的電路框圖，該調相信號是二相分相器的次級繞組產生的。
在圖8中，與圖5相對應的元件標號表示同一元件，參考圖8，標號50是響應分相器Z的次繞組2C的調相信號Sin(ωot+θ)的電路，它用來產生對應于轉子7轉速的速度信號“C”。如圖11所示，電路50包括一個將調相信號Sin(ωot+θ)形成矩形波的波整形器，一個同步整流器，一個低通濾波器和一個時間微分器。
圖11表示一個由調相信號Eo產生速度信號
(＝ (dB)/(dt) )的電路框圖，該調相信號產生在一個兩相分相器100的次繞組101中。在該圖中，標號104是一個帶通濾波器，標號106是一個波整形器，標號108和110是同步整流器(或鑒相器)，標號112和114是低通濾波器，標號116是一個開關電路而標號118是時間微分器。
信號SOW(ωot+θ)表示從波整形器106出來的方波(矩形波)，其中ωo是參考信號發生器102產生的角速度，該參考信號發生器產生信號SQW1，SQW2分別用作整流器108和110整流參考信號。
在參考信號發生器102中產生的信號E1(＝Sin ωot)和E2(＝Cos ωot)被作為激勵信號供給分相器100的初繞組100A和100B。參考日本專利公開號57-187659和57-187660或美國專利序號363525，可清楚了解更具體的電路圖及它的運行。
標號52是一個位于波整形器12和同步整流器14之間的相位補償電路。該相位補償電路由速度信號“C”控制，波整形器12的輸出是矩形“b”。
參考信號發生器4產生一比參考信號Sin ωot超前π/2的信號“a”。
圖9表示在圖8中所示的相位補償電路52的詳細電路框圖，其中標號54是一積分器，它對波整形器12產生的矩形波信號“b”進行時間積分(參考圖10中時間曲線(2))，標號56是一比較器，用來將速度信號“C”與積分器54產生的信號54S進行邏輯比較，信號“C”和54S兩者都在圖10的時間曲線(3)上表示出來。標號58是一個邏輯運算電路，例如d型觸發器，用來產生圖10時間曲線(7)中的信號“d”，其相位角比信號“b”超前“ψ”。比較器56和57分別產生信號56S和57S，邏輯運算更具體的過程由圖10中時間曲線(4)，(5)，(6)和(7)給予描述。
圖10是一組由(1)至(7)的時間曲線，各表示相位比較器中的信號波形。
參考圖10，第一條時間曲線(1)表示由參考信號發生器4產生的參考信號Sin(ωot+ (π)/2 )。
第二條時間曲線(2)表示對應于參考信號Sin(ωot+π/2)的矩形信號“b”。
第三條時間曲線(3)分別表示直線信號“C”，實線三角波信號54S，和虛線三角波信號56S，將矩形波“b”對時間，進行積分的結果形成了三角波信號54S和56S。
第四條時間曲線(4)表示當速度信號C＝0時的信號56S，即當54S大于速度信號“C”(＝0)時，信號56S的邏輯值為高電位。而且，應該注意在速度信號C(＝0)時信號56S比信號“b”延遲了π/2相位。
第五條時間曲線(5)表示信號56S，在速度信號等于時間曲線(3)中的“C1”時，信號54S大于信號C1則信號56S的邏輯值為高電位(H)。
第六條時間曲線(6)表示在C等于C1條件下的信號57S，在這種情況下，當信號56S大于速度信號C1時，信號57S的邏輯值變為高電位，而且應該注意時間曲線(5)中的56S的上跳時間比時間曲線(4)中56S的上跳時間超前“ψ”，并且在時間曲線(6)中信號57S的上跳時間比時間曲線(4)中信號56S的下降時間超前“ψ”。
第七條時間曲線(7)表示圖9中相位補償電路52的輸出信號“d”，僅在信號56S和57S上跳期間，信號“d”的邏輯值為高電位(H)。
下面將解釋圖8所示系統的作用和運行情況。
在圖8中，當電動機6以速度θ旋轉并在驅動裝置中產生相位滯后ψ時，電路50產生一與速度
相對應的速度信號“C”并將該信號送到相位補償電路52。由于相位補償電路52響應速度信號“C”而使所產生的信號超前于信號“b”相位角ψ，所以相位補償電路52由信號“b”依次產生與調相信號Sin(ωot+ψ)相應的矩形信號“d”。
然后，用信號“d”將來自乘法器8的信號vSin(ωot+θ)在同步整流器14內同步整流，從而產生信號Sin(θ+ψ)。因此，由于使電流控制回路電路16的輸入信號預先超前相位ψ，該值等于電流控制回路的滯后相位，電路控制回路的輸出信號最后成了I＊Sinθ，即在電流控制回路16中產生的相位滯后可被抵消。
在上述情況下，相位補償的值ψ與同步電動機6的角速度值ω成比例，如圖7B所示。
然而，嚴格地說，一個真正的電流反饋回路具有初級滯后元件，并且相位補償的值ψ滿足下列等式ψ＝ayC tan ω·Ta＝tan1ω·Ta…… (7)式(7)所表示ψ的值并非嚴格地與電動機角速度ω成比例，但是除非ω的值非常大，一般均可認為ψ與ω成近似線性關系。
要知道ψ與ω非常精確的關系，則可從存有ψ與ω關系(即式(7))的存貯器中讀出若干個對應于每一被測ω的精確數字ψ。
雖然在圖8中，速度信號C是由與分相器2的次級繞組2C相連的電路50產生的，但也可用測速發電機取代電路50，盡管圖8公開了一種用于同步電動機6的控制系統，本發明還可將初繞組的頻率控制應用于感應電動機的速度控制系統，特別適用于采用矢量運算的方法的感應電動機。
在采用矢量運算方法時，由于感應電動機轉速很高，電樞電流和旋轉磁場間的相位差受包含有電流控制回路的功率驅動裝置的頻率影響。因此，采用本發明所公開的相位補償法，可使相位差抵消。從而對于本專業熟練技術人員來源有可能將如圖8和圖9公開的電路改進成微處理機系統。
如前所述，本發明的第一個優點是由于能使旋轉磁場和電樞電流的相位角在電機旋轉的主要區域內保持為π/2。
本發明的第二個優點是在電動機高速旋轉時不產生熱。
本發明的第三個優點是使電動機對速度指令的變化作出快速響應。
本發明已給出了一個最佳實施例，所以本專業熟練技術人員從這里會想出本發明的變化形式，而這些變化形式都落在由下列專利權項所描述的本發明的范圍內。
勘誤表
權利要求
1.一個同步電動機的速度控制裝置，包括給電動機轉速指令的裝置；用于產生與旋轉磁場角位置有關信號的裝置；該旋轉磁場與電動機轉子的旋轉磁場相對應，用于根據上述速度指令裝置提供的速度指令和上述信號產生裝置的信號來產生電樞電流指令的裝置。用于根據上述電樞電流指令在電動機的電樞繞組上產生一所需的電樞電流的裝置；該電樞電流指令產生裝置包括一個相位補償裝置，它使與角位置有關的上述信號超前一個相位角，該電樞電流指令產生裝置還包括一個理想電樞電流產生裝置，它包括一個以上述電樞電流指令值為輸入的電流控制回路電路。
2.根據權項1所述的同步電動機速度控制裝置，其中，上述信號產生裝置包括一個與上述電動機轉子固定連接的分相器，它產生一個調相信號作為與旋轉磁場角位置有關的信號。
3.根據權項1所述的同步電動機速度控制裝置，其中，上述電樞電流指令產生裝置，包括一個轉速信號產生裝置，它用于產生與上述電動機轉速對應的速度信號，并用該速度信號供給上述相位補償裝置。
4.根據權項3所述的同步電動機速度控制裝置，其中，上述轉速信號產生裝置包括一測速發電機。
5.根據權項2所述的同步電動機速度控制裝置，其中，上述電樞電流指令產生裝置包括一個轉速信號產生裝置，用來產生對應于上述電動機轉速的速度信號，并將該旋轉速度信號供給上述相位補償裝置。
6.根據權項5所述的同步電動機速度控制裝置，其中，上述轉速信號產生裝置包括一個將分相器提供的調相信號轉換為轉速信號的電路裝置。
7.根據權項6所述的同步電動機速度控制裝置，其中，上述電路裝置包括將調相信號形成矩形波的波整形器、一個同步整流器、一個低通濾波器、一個時間微分器和一個開關電路。
8.根據權項6所述的同步電動機速度控制裝置，其中上述電樞電流指令產生裝置還包括一個乘法器，用于將從分相器來的調相信號與來自速度指令裝置的信號相乘一個同步整流裝置，用于將一個來自乘法器的信號和一個來自相位補償裝置的整流參考信號進行同步整流;一個參考信號發生器，用于產生一個供給上述相位補償裝置的信號;上述整流參考信號比上述參考信號相比超前一個與速度信號相對應的相角。
9.根據權項6所述的同步電動機的速度控制裝置，其中，上述電樞電流指令產生裝置包括一個同步整流器，用于由來自相位補償裝置的整流參考信號對來自分相器的調相信號進行整流;一個參考信號發生器，用來產生一個供給上述相位補償裝置的信號，還有一個乘法器，用來將來自上述整流器的信號與來自上述速度指令裝置的速度指令信號相乘，上述整流器還包括一個數字型整流器，上述整流參考信號比來自參考信號發生器的參考信號超前一個與速度信號相應的相位角。
10.根據權項8所述的同步電動機速度控制裝置，其中，上述同步整流器是一個模擬型同步整流器。
11.根據權項8所述的同步電動機速度控制裝置，其中，上述參考信號發生器包括一個正弦波發生器和波整形器。
12.根據權項8或11的同步電動機速度控制裝置，其中，上述相位補償裝置包括一個對上述參考信號進行時間積分的積分器，一個將速度信號與積分器的輸出信號進行比較的邏輯比較器和一個邏輯運算電路。
專利摘要
一個同步電動機的速度控制裝置，具有一個與電動機轉子固定連接的分相器，該分相器產生一個與電動機旋轉磁場角位置相對應的調相信號；一個將調相信號轉換為電動機轉速信號的電路；一個根據轉速信號來產生比參考信號超前相位角的相位補償電路；一個將調相信號與轉速指令信號相乘的乘法器；一個利用相位補償電路的輸出對乘法器的輸出進行同步整流的同步整流器以及一個電流控制回路電路。用來接收同步整流器的輸出并產生一個具有與相位補償電路中相位超前角相等的相位滯后角信號。
文檔編號G01P3/44GK85104725SQ85104725
公開日1986年12月17日 申請日期1985年6月19日
發明者小野忠弘, 三浦尚志 申請人:東芝機械株式會社, 東映電器株式會社導出引文BiBTeX, EndNote, RefMan