脈沖電流檢測的制作方法
【專利摘要】提供了用于檢測電流的系統和方法。電流源配置為生成電流并且脈沖檢測使能信號被生成。根據檢測使能信號對跨電阻檢測機構的檢測電壓進行采樣，其中檢測電壓代表電流的度量。系統包括電流源和電流檢測單元。電流源配置為生成電流。電流檢測單元耦連到電流源并且配置為生成脈沖檢測使能信號并且根據脈沖檢測使能信號對跨電阻檢測機構的檢測電壓進行采樣。
【專利說明】脈沖電流檢測
【技術領域】
[0001]本發明涉及調節器(regulator)電路,并且更具體地,涉及檢測(sensing)電流。【背景技術】
[0002]在高性能數字系統中使用的、諸如微處理器和圖形處理器的常規設備可基于處理的工作量而具有變化的電流需求。例如，當邏輯塊在停頓之后重啟時或當新請求發起諸如新圖像的生成的大計算時，電流需求可能顯著增加。相反，當邏輯塊成為空閑時電流需求可能顯著減少。當電流需求增加并且沒有充足的功率時，提供到設備的供電電壓可能掉到臨界電壓電平之下，潛在地使設備無法正確運行。當電流需求減少并且提供到設備的供電電壓上升到臨界電壓電平之上時，設備內的電路可能無法正確運行并甚至可能遭到破壞。
[0003]常規的多相切換調節器是在供電電源和設備之間相接的電功率轉換設備，對設備提供電流并對電流需求的改變做出響應以維持供電電壓電平。然而，常規多相切換調節器依靠大電感器用于電壓轉換，并且大 電感器限制了常規多相切換調節器對電流需求中的顯著改變(即電流瞬變)做出快速響應的能力。典型的30A相位的常規多相切換調節器可使用0.5μ H的電感器用于電壓轉換。電流響應被限制在也/也=￥/1，對于￥=11￥(將12V輸入降到IV供電電壓電平)和L=0.5yH，得到22A/ys。提供到設備的電流增加IOA將要求至少500ns。此外，脈沖寬度調制切換操作的同步將使常規多相切換調節器的電流響應時間增加若干微秒。當設備的時鐘周期小于電流響應時間時，設備可能無法正確運行。500MHz的時鐘具有2ns的周期，所以在500ns的電流響應時間期間可出現數百個時鐘周期。
[0004]因此，存在對改進電壓電平的調節和/或與現有技術相關聯的其他問題的需求。
【發明內容】
[0005]提供了用于檢測電流的系統和方法。電流源配置為生成電流并且脈沖檢測使能信號被生成。根據檢測使能信號對跨電阻檢測機構的檢測電壓進行采樣，其中檢測電壓代表電流的度量。系統包括電流源和電流檢測單元。電流源配置為生成電流。電流檢測單元耦連到電流源并且配置為生成脈沖檢測使能信號并且根據脈沖檢測使能信號對跨電阻檢測機構的檢測電壓進行采樣。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0006]圖1A示出根據一個實施例的電功率轉換系統，其包括實現為具有單個電感器的電流停泊(current-parking)切換調節器的電功率轉換設備；
[0007]圖1B示出根據一個實施例的、包括多個電功率轉換設備的多相切換調節器；
[0008]圖1C示出根據一個實施例的、具有分立(split)電感器的電流停泊切換調節器；
[0009]圖2示出根據一個實施例的、用于提供到負載的電流的脈沖采樣的方法的流程圖；
[0010]圖3A示出根據一個實施例的電流停泊切換調節器；[0011]圖3B示出根據一個實施例的、控制提供到圖3A中示出的電流停泊切換調節器的負載的電流的生成和采樣的波形；
[0012]圖3C示出根據一個實施例的、控制信號和電流的生成和采樣的波形，所述信號調節圖3A所示的電流停泊切換調節器的負載處的電壓電平；
[0013]圖3D示出根據一個實施例的電流檢測單元；
[0014]圖3E示出根據一個實施例的另一個電流檢測單元；
[0015]圖3F示出根據一個實施例的共柵(common-gate)比較器；
[0016]圖4A示出根據一個實施例的、圖3A中示出的電流停泊切換調節器的上游控制器；
[0017]圖4B示出根據一個實施例的、控制提供到圖3A和4A中示出的電流停泊切換調節器的負載的電流的生成和采樣的波形；
[0018]圖4C示出根據一個實施例的、用于基于對提供到負載的電流的脈沖檢測來控制所生成的電流的方法的流程圖；
[0019]圖4D示出根據一個實施例的系統，所述系統包括驅動使用共享的電流源和電流檢測單元的兩個負載的電流停泊切換調節器；
[0020]圖5A示出根據一個實施例的、用于調節提供到負載的電壓電平的方法的流程圖；
[0021]圖5B示出根據一個實施例的、由電流停泊切換調節器所生成的波形；
[0022]圖5C示出根據一個實施例的、系統內的電流停泊切換調節器的示圖；以及
[0023]圖6示出例示性系統，其中可實現各先前實施例的各架構和/或功能性。
【具體實施方式】
[0024]電功率轉換設備將期望的輸出電壓電平提供到負載，諸如設備。電功率轉換設備將從電源(例如電池或主電源)所接收的功率轉換到被提供到負載的供電電壓電平。使用電感器將附加電流傳遞到負載并采用對流過電感器的平均電流進行調制的切換機構調節輸出電壓電平。電容器耦連在負載和接地之間以存儲任何過剩電流(被提供通過電感器的電流和傳遞到負載的電流之間的差)。
[0025]圖1A示出根據一個實施例的電功率轉換系統100，其包括實現為具有單個電感器LI的電流停泊切換調節器的電功率轉換設備120。電功率轉換設備120可以是多相切換調節器的一個相，如圖1B所示。電功率轉換設備120配置為通過對從電源108所接收的功率進行轉換來在負載110處提供期望的輸出電壓電平(')。電功率轉換設備120包括電流控制機構和電壓控制機構。電流控制機構耦連到電源108和控制器105，并且可操作為控制流過電感器LI的電流Iu的平均值并確保跨多相切換調節器的多個相提供最小電流。例如，如所示，電流控制機構可包括一個或多個第一切換機構Ml和一個或多個第二切換機構M2。切換機構Ml和M2每個可包括例如N型功率金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)和/或其他切換機構。雖然為了易于理解而示出單個切換機構Ml和M2，但將理解的是，可并行連接多個切換機構Ml和M2以增加電流容量、減少傳導損耗等。
[0026]控制器105配置為將一個或多個控制信號應用到切換機構Ml和M2。例如，控制器105可配置為生成脈沖寬度調制(PWM)信號或脈沖頻率調制(PFM)信號、PWM和PFM的組合、和/或不同控制信號以根據占空因數選擇性地使能切換機構Ml和M2。無論具體配置如何，控制器105配置為提供控制信號使得切換機構Ml和M2不被并發地使能(即打開)。換句話說，一次僅切換機構Ml和M2中的一個被使能。并發地使能切換機構Ml和M2以在電源108的供電和接地之間提供直接路徑，從而潛在地損壞電功率轉換設備120和/或負載110和/或產生不合需要的高功率使用。
[0027]與常規電功率轉換設備相反，電功率轉換設備120除電流控制機構以外包括電壓控制機構。電壓控制機構耦連在電流控制機構(處于電感器LI的下游末端)和負載110之間并可操作為控制八。電流控制機構配置為生成“停泊”在電感器LI中的電流Iu。電壓控制機構可操作為控制傳遞到電容器Cl的電感器電流Iu的量。這樣，電壓控制機構包括一個或多個切換機構M3和一個或多個切換機構M4。切換機構M3和M4每個可包括例如N型平面金屬氧化物半導體場效應晶體管(MOSFET)和/或其他切換機構。雖然為了易于理解而示出單個切換機構M3和M4，但將理解的是，可并行連接多個切換機構M3和M4以增加電流容量、減少傳導損耗等。
[0028]常規電功率轉換設備不包括切換機構M3和M4，所以電感器LI將代替地直接耦連到電容器Cl和負載110。流過電感器LI并且不被負載110所消耗的任何過剩電流在電容器Cl上累積，并且由負載110所汲取的、超過由電感器LI所提供的電流的任何電流由電容器Cl來提供。電感器LI抵制電流的改變，從而防止當負載110的電流需求增加時在電感器LI中存儲的能量全部立即釋放到負載110。電感器的該屬性與電容器Cl的存儲能力一起使'在穩態運行期間(即當負載110的電流需求相對恒定時)能夠足夠穩定。然而，在'中存在一些“脈動(ripple)”，其取決于電感器LI的大小、電容器Cl的大小和/或控制器105的切換頻率以及其他因素。總地來講，隨著電感器LI的大小的增加，穩態運行(即在負載110處近似恒定的電流需求)期間的輸出脈動成比例地減少。因此，可將電感器LI的大小定制得足夠大以提供用于負載110的不波動到期望供電電壓范圍之外的'。然而，如先前所說明的，常規電功率轉換設備典型地無法足夠快地對負載110的電流需求的改變做出響應。當負載110的電流需求變化時，減少\處脈動所需的大電感的LI增加響應時間，產生較大電壓偏差。被包括在電功率轉換設備120中的電壓控制機構使能對負載110的電流需求的改變的較快響應時間，而不必減小電感器LI的大小，其可能使\處的電壓脈動增加。
[0029]與切換機構Ml和M2相反，跨切換機構M3和M4的電壓可以大致小于跨電感器LI的壓降。例如，在電感器LI的下游處所供應的電壓可以大致等于負載110處的輸出電壓。因為切換機構M3和M4正切換較低的電壓，所以與切換機構Ml和M2相比，可從諸如“平面”MOS晶體管的較低電壓設備中構建切換機構M3和M4。與諸如功率MOSFET的較高電壓設備相比，可典型地以較高頻率對較低電壓設備進行切換。因此，與切換機構Ml和M2相比，對于切換機構M3和M4，由于切換所導致的功率損耗降低。因此比起切換機構Ml和M2，可以以大致較高的頻率對切換機構M3和M4進行切換。
[0030]切換機構M3和M4可被包含在集成電路中，從而與使用分立部件相比潛在地減少所使用的空間和/或降低成本。例如，切換機構M3和M4可與負載110實現在同一集成電路上，可與負載110集成在同一封裝上的單獨裸片上，或可集成在單獨封裝上。切換機構M3和M4在典型的數字集成電路處理中可實現為標準電壓“核心”晶體管，或者切換機構M3和M4在典型的集成電路處理中可實現為較高電壓厚氧化物輸入輸出晶體管。在優選實施例中，切換機構M4是P型平面M0SFET，切換機構M3是N型平面M0SFET。然而，本領域普通技術人員將理解的是，兩種類型MOSFET中的任何一種可用于任何采用適合的柵極驅動電路的切換機構而不脫離本公開的范圍。
[0031]控制器105可進一步配置為將一個或多個控制信號應用到電壓控制機構。例如，控制器105可配置為將控制信號提供到切換機構M3和M4。與提供到切換機構Ml和M2的控制信號一樣，提供到切換機構M3和M4的控制信號可利用PWM、PFM、bang-bang (繼電控制)控制和/或任何其他合適的控制模式以選擇性地使能切換機構M3或切換機構M4。在一些實施例中，耦連到切換機構M3和M4的控制信號可與耦連到切換機構Ml和M2的控制信號至少部分地同步。在其他實施例中，耦連到切換機構M3和M4的控制信號可與耦連到切換機構Ml和M2的控制信號異步。此外，可以以不同于耦連到切換機構Ml和M2的控制信號的頻率來提供耦連到切換機構M3和M4的控制信號。
[0032]無論耦連到切換機構M3和M4的控制信號的具體配置如何，控制器105可配置為選擇性地使能切換機構M3并禁止切換機構M4以禁止到負載110的電流Iu的流動。具體來講，通過使能切換機構M3并禁止切換機構M4，流過電感器LI的瞬時電感器電流Iu轉向(divert)經過切換機構M3到接地,而非被傳遞到電容器Cl。相反,通過使能切換機構M4并禁止切換機構M3，大致所有的流過電感器LI的瞬時電感器電流Iu (較小晶體管傳導損耗、電感器繞組電阻等)被提供到電容器Cl。
[0033]控制器105可使用PWM或PFM對電壓控制機構進行切換或使用bang-bang技術。不論哪種情況，占空因數(DF)均確定平均被供應到電容器Cl的電感器電流Iu的部分。占空因數的范圍可從0-100%，其中0%與切換機構M4被禁止(即關閉)并且切換機構M3被使能的狀態相對應，100%與切換機構M4被使能并且切換機構M3被禁止的狀態相對應。改變占空因數因此改變電容器Cl的充電/放電時序一較高的占空因數使到電容器Cl和負載110的電流增加。 [0034]電容器Cl使被提供經過切換機構M4的方波供電電流平滑以生成提供到負載110的Ι-d。根據占空因數和電感器電流Iu，將I^d提供到負載110，如下=Ikjad=DF X Ilio與切換機構Ml和M2 —樣，控制信號被提供到切換機構M3和M4使得切換機構M3和M4不被并發地使能以避免在負載110和接地之間提供直接路徑(即跨電容器Cl短路)。
[0035]在穩態運行期間，切換機構M3被禁止并且切換機構M4被使能，使得大致所有的電感器電流Iu被提供到負載110作為Ikjadtj切換機構Ml和M2被選擇性地使能(“切換”)以控制電感器電流Iu，從而控制通過該方式，如果提供到負載110的電壓(')是常量，那么被提供經過切換機構M4的電流大致等于電感器電流Iu。
[0036]總之，電流控制機構配置為生成在電感器LI中停泊并經電壓控制機構計量到負載Iio的電流Iu。因為應用到切換機構M3和M4的電壓電平是低(即負載110的供電電壓)，所以切換機構M3和M4可實現為快速、價廉的平面晶體管并可以以很高的頻率(例如300MHz)運行，允許對負載110處的電流瞬變的很快響應。當負載110處的電流需求改變時(即非穩態運行)，可控制電壓控制機構的切換機構M3和M4以通過增加或減少被計量到負載110的電流Iu的量來對電流需求的改變做出快速響應。一般地，電流控制機構的切換頻率由于使用不同類型的切換機構而比電壓控制機構的切換頻率慢。
[0037]電功率轉換設備120中的集總元件CP表示電感器LI的下游側上的寄生電容。每當切換機構M3和M4被切換，寄生電容CP充電到負載電壓\ (當切換機構M4被使能時)并隨后放電到接地(當切換機構M3被使能時)。因此，對于切換機構M3和M4的每個切換循環，
[0038]Ep = (CP) Vl2
[0039]能量Ep通過對寄生電容CP進行充電和放電而被消散。
[0040]在電功率轉換設備120的典型實施例中，電感器LI是表面安裝的0.5uH30A電感器，切換機構M3和M4位于封裝上,并且電容器Cl是片上(on-chip)和封裝上(on-package)的旁路電容。電容器CP包括電感器LI和切換機構M3和M4之間的過孔、板跡線和封裝跡線的電容。在典型應用中，電容CP可能總計約500pF。如果CP=500pF并且\=1V，那么Ep是500pJ。對于300MHz的切換頻率，150mff被消散在對CP進行充電和放電上。當電功率轉換設備120的電流控制機構和電壓控制機構配置為調節器的多個相中的一個時,對于由于累積的寄生電容而消散的總能量，Ep按相的數目縮放。
[0041]該切換功率隨著切換機構M3和M4的切換頻率(fs)的增加而增加。希望以高頻率對切換機構M3和M4進行切換以使所要求的Cl的大小最小化，由下面的公式可見
【權利要求】
1.一種方法，包括: 配置電流源為生成電流； 生成脈沖檢測使能信號；以及 根據所述脈沖檢測使能信號對跨電阻檢測機構的檢測電壓進行采樣，其中所述檢測電壓代表對所述電流的度量。
2.根據權利要求1所述的方法，其中所述電阻檢測機構包括金屬氧化物半導體(MOS)晶體管。
3.根據權利要求2所述的方法，其中所述電阻檢測機構進一步包括與所述MOS晶體管串聯耦連的電阻器。
4.根據權利要求1所述的方法，其中所述電阻檢測機構進一步包括由所述脈沖檢測使能信號使能的旁路機構。
5.根據權利要求4所述的方法，其中所述旁路機構包括具有與所述電阻檢測機構相比更低的電阻的至少一個MOS晶體管。
6.根據權利要求1所述的方法，其中所述電阻檢測機構進一步包括旁路機構并且所述脈沖檢測使能信號配置為使能所述電阻檢測機構以在使能所述旁路機構之前對所述檢測電壓進行采樣。
7.根據權利要求1所述的方法，其中所述電流的所述生成包括基于所述檢測電壓交替地使能第一切換機構以將所述電流源耦連到電源同時禁止第二切換機構以將所述電流源從電流宿解耦，并隨后基于所述檢測電壓禁止所述第一切換機構以將所述電流源從所述電源解耦同時使能所述第二切換機構以將所述電流源耦連到所述電流宿。
8.根據權利要求7所述的方法，其中所述脈沖檢測使能信號的所述生成包括在所述第一切換機構被使能期間使所述脈沖檢測使能信號搏動。
9.根據權利要求8所述的方法，其中所述檢測使能信號的所述生成進一步包括: 使所述脈沖檢測使能信號搏動以產生第一樣本；以及 當所述第一樣本指示所述電流尚未達到峰值時，使所述脈沖檢測使能信號搏動以產生第二樣本。
10.根據權利要求8所述的方法，其中所述檢測使能信號的所述生成進一步包括: 使所述脈沖檢測使能信號搏動以產生第一樣本； 使所述脈沖檢測使能信號搏動以產生第二樣本；以及 基于所述第一樣本和所述第二樣本預測所述電流將達到峰值的時刻。
11.根據權利要求7所述的方法，其中所述脈沖檢測使能信號的所述生成包括在所述第一切換機構被使能并且所述電流源從負載解耦期間使所述脈沖檢測使能信號搏動。
12.根據權利要求1所述的方法，其中當所述電流從負載解耦時所述脈沖檢測使能信號被置位。
13.根據權利要求1所述的方法，其中在所述采樣之前，所述脈沖檢測使能信號使能所述電阻檢測機構。
14.根據權利要求1所述的方法，進一步包括基于參考電壓和所述檢測電壓之間的比較調整由所述電流源生成的所述電流的量。
15.根據權利要求14所述的方法，其中所述參考電壓根據處理工作量而設置。
16.根據權利要求1所述的方法，其中所述電流大于調節負載處的輸出電壓電平所需的平均電流。
17.根據權利要求1所述的方法，其中所述電流源包括電感器。
18.—種電功率轉換設備，包括: 電流源，其配置為生成電流；以及 電流檢測單元，其耦連到所述電流源并且配置為: 生成脈沖檢測使能信號；以及 根據所述脈沖檢測使能信號對跨電阻檢測機構的檢測電壓進行采樣，其中所述檢測電壓代表所述電流的度量。
19.根據權利要求18所述的電功率轉換設備，進一步包括上游控制器，所述上游控制器配置為: 將所述電流源耦連到電源以增加所述電流；以及 將所述電流源從所述電源解耦以減小所述電流。
20.根據權利要求18所述的電功率轉換設備，其中在所述電流源耦連到電源期間使所述脈沖檢測使能信 號搏動以對所述檢測電壓進行采樣。
【文檔編號】G01R19/00GK103997209SQ201310745627
【公開日】2014年8月20日 申請日期:2013年12月30日 優先權日:2013年2月19日
【發明者】威廉·J·達利 申請人:輝達公司