專利名稱：檢測器電路的制作方法
技術領域：
本實施例涉及檢測器電路。
背景技術：
檢測器電路是檢測高頻信號(RF信號)或者其他交流(AC)信號的電カ的電路，并且例如用作檢測便攜式通信終端等中設有的功率放大器的輸出電力的電路。電カ檢測器電路例如利用ニ極管執行對高頻信號的包絡檢測。這樣的電路將高頻信號施加于ニ極管，對超過ニ極管閾值電壓的電壓進行整流并將此轉換成電流，并且利用電阻器和電容器將整流后的AC電流信號轉換成直流(DC)電壓信號。然而，通常ニ極管的閾值電壓由于溫度的影響而變動，使得為電カ檢測單獨使用 簡單ニ極管將引起電カ檢測器電路的輸出電平的波動。日本專利申請公開公報第2005-142955號討論了消除ニ極管閾值電壓波動影響的電カ檢測器。在該電カ檢測器中，輸入高頻信號被分配到兩個ニ極管的正極，來自偏置電路的偏置電流被提供給各個ニ極管，DC電壓被在與ニ極管并行設置的負載電阻器兩端生成，并且根據施加到ニ極管的高頻信號而改變的電壓被經由電感器輸入到差分放大器中。差分放大器輸出根據施加到各個ニ極管的高頻信號而改變的兩個電壓的差值電壓。日本專利申請公開公報第2005-142955號中討論的檢測器電路計算根據預先確定的電力分配比對高頻信號的分配而產生的兩個電壓的差值電壓，因此差分放大器的輸出電壓被檢測為高頻信號的電カ電平，并且即使ニ極管的閾值電壓由于溫度變化而變動，ニ極管的閾值電壓的變動也被該差值消除，使得閾值電壓的變動的影響得以補償。然而，上述電カ檢測器使用差分放大器。差分放大器由于制造變動(manufacturing variation)而具有電壓偏移，因此差值電壓的檢測精度存在限制。此外，作為差分放大器特性的輸出共模和增益趨于隨著電源電壓的變化而波動，因此檢測精度趨于由于電源波動而降低。
發明內容
因此本實施例的目的是提供具有提聞的檢測精度的檢測器電路。根據實施例的第一方面，一種檢測器電路具有第一ニ極管、第二ニ極管和差值電流(difference current)生成電路，AC信號被輸入到第一ニ極管的正極并且恒定電壓被提供到第一ニ極管，該恒定電壓被提供到第二ニ極管的正極，差值電流生成電路生成第一二極管中流動的第一電流與第二ニ極管中流動的第二電流之間的差值電流。通過本發明的第一方面，電カ被高精度地檢測。
圖I圖示出使用ニ極管的電カ檢測器電路的操作。圖2圖示出該實施例的電カ檢測器電路的應用示例。
圖3圖示出第一實施例的電カ檢測器電路。圖4圖示出圖3的電カ檢測器電路的常規操作。圖5是圖示出第一實施例中的電カ檢測器電路的詳細示圖。圖6圖示出當發生誤差電流時電カ檢測器電路的輸入/輸出特性的仿真結果。圖7A圖示出校準控制電路16用于搜索最佳電流鏡像比的控制序列。圖7B圖示出校準控制電路16用于搜索最佳電流鏡像比的電壓變化。圖8圖示出第一實施例的電カ檢測器電路的修改示例I。圖9圖示出第一實施例的電カ檢測器電路的修改示例2。 圖10圖示出第一實施例的電カ檢測器電路的修改示例3。圖11圖示出第一實施例的電カ檢測器電路的修改示例3。圖12圖示出第一實施例的電カ檢測器電路的修改示例3。圖13圖示出第一實施例的修改示例4。圖14是表示修改示例4中的校準電路的操作的時序圖。圖15圖示出第二實施例的電カ檢測器電路。
具體實施例方式圖I圖示出使用ニ極管的電カ檢測器電路的操作。在該電カ檢測器電路中，作為用于電カ檢測的AC信號的高頻信號被提供到輸入端子RFIN，并且當高頻信號電壓超過ニ極管Dl的閾值電壓時，ニ極管Dl變得導通并且出現電流。該整流后的電流被電容器Cl平滑化并且被電阻器Rl轉換成DC電壓。當高頻信號如圖I中的“ a”那樣具有較高電力吋，輸出端子處的電壓VOUT為高，并且當電カ如圖I中的“b”那樣較低時，輸出端子處的電壓VOUT也為低。這是采用ニ極管D1、電阻器Rl和電容器Cl的包絡檢測器電路。例如，通過把要檢測其電カ的功率放大器的輸出耦合到ニ極管Dl的正極，可以檢測功率放大器的輸出電カ。然而，如上所述，ニ極管Dl的閾值電壓由于溫度而波動，因此輸出電壓由于這種閾值電壓的波動而變動，并且所檢測的電カ的精度較低。圖2圖示出該實施例的電カ檢測器電路的應用示例。在該應用示例中，放大器10中的功率放大器PA的輸出OUT的電カ被電カ檢測器電路12檢測，并且被輸出為輸出電壓VOUT0電カ檢測器電路12具有用于電カ檢測的電路(下面描述)和用于對其執行校準的校準電路14。校準電路14執行通過所包含的校準控制電路16來校準電カ檢測器電路的操作。此外，在電源激活之后，當功率放大器PA不輸出高頻信號時并且在適合于校準的其他時間，電カ檢測控制電路18通過將復位脈沖Reset驅動到H電平(高電平)而將校準電路14復位，并且在通過將復位脈沖Reset驅動到L電平(低電平)而釋放復位之后，使得通過將觸發信號Trigger驅動到H電平而開始校準操作。時鐘CLK是校準操作同步時鐘。
接下來說明該實施例中的電カ檢測器電路。(第一實施例)圖3圖示出第一實施例的電カ檢測器電路。圖3的電カ檢測器電路具有含有第一二極管Dl的輸入電路20和含有第二ニ極管D2的基準電路22，作為AC信號的高頻信號經由輸入端子RFIN的輸入電容器Cl而提供到第一ニ極管D1。輸入電容器Cl切除施加到輸入端子RFIN的高頻信號的DC分量，并且將AC分量施加到第一ニ極管Dl的正極。也就是說，高頻信號的AC分量被施加到節點nl。第一ニ極管Dl是對施加到節點nl的AC分量進行整流的ニ極管，并且第二ニ極管D2是對ニ極管閾值電壓的波動進行補償的補償ニ極管。ニ極管Dl和D2都是具有PN結等的單向元件。作為電源電壓和恒定偏置電壓的DC電壓VB經由第一電阻器RP和第二電阻器RR施加到第一ニ極管Dl和第二ニ極管D2的正極端子nl和n2。第一電阻器RP是將DC電壓VB提供到施加了上述AC分量的端子nl的電阻器。與第一電阻器RP相對應，也在基準電路22中設有第二電阻器RR。包括電容器Cl和第三電阻器Rl的平滑電路設在第一ニ極管的負極。第三電阻器Rl還通過電阻值調節電流量。與此相對應，也在第二ニ極管D2的負極設有與耦合到輸入電 路20的器件R1、C1的值相等的第四電阻器R2和電容器C2。然而，AC分量不施加到第二ニ極管D2，因此電容器C2不是必需的，但是為了與輸入電路20相平衡而設置。作為對高頻信號(其是AC信號)的AC分量進行整流和平滑化的結果的電流Iac和由于DC電壓VB而持續流動的電流Idc的和電流IAC+IDC在輸入電路20的電阻器Rl中流動。電流Ia。是通過ニ極管Dl的整流以及Cl和Rl的平滑化而獲得的DC電流。另ー方面，電流Idc由于DC電壓VB而在基準電路22的電阻器R2中持續流動。電阻器RP和RR以及電阻器Rl和R2被設計為分別具有相等的值，因而兩個電路20和22的電流ID。基本相等。去稱電容器(decoupling capacitor) CC設在提供DC電壓VB的節點處,使得提供到輸入端子RFIN的高頻信號的AC分量不會傳播到電源節點并引起DC電壓的波動。此外，電カ檢測器電路具有差值電流生成電路24和輸出電路26，差值電流生成電路24在節點n3處生成作為輸入電路20生成的電流IAC+IDC與基準電路22生成的電流Idc之間的差值的電流Iac，輸出電路26將差值電流Iac的大小轉換成輸出端子OUT的電壓。輸出電路26具有輸出電阻器RO。差值電流生成電路24具有將輸入電路20的電流IAC+IDC復制到節點n4的第一電流鏡電路CMl ;將基準電路22的電流Idc復制到節點n3的第二電流鏡電路CM2 ；以及將節點n4的電流IAC+IDC復制到節點n3 —側的第三電流鏡電路CM3。第一電流鏡電路CMl具有N溝道 MOS (NMOS)晶體管 NlO 以及 NMOS 晶體管 Nil、N12、N13，NMOS 晶體管 Nil、N12、N13 的柵極共同耦合到該NMOS晶體管NlO的漏極和柵極并且漏極耦合到節點n4。電流被以根據晶體管NlO及晶體管Nil、N12和N13的組合晶體管溝道寬度的電流鏡像比來復制。第二電流鏡電路CM2具有耦合到基準電路22的NMOS晶體管N20以及柵極耦合到該NMOS晶體管N20的漏極和柵極的晶體管N21。在該電流鏡電路CM2中，也以根據晶體管N20和N21的晶體管溝道寬度的電流鏡像比來復制電流。第三電流鏡電路CM3包括耦合到電源電壓VDD的P溝道MOS (PMOS)晶體管P30和P31，并且將節點n4的電流IAC+IDC以根據晶體管P30和P31的晶體管溝道寬度的電流鏡像比復制到晶體管P31 —側。聚焦節點n3，所復制的電流IAe+ID。被從PMOS晶體管P31提供，并且所復制的電流Idc流到NMOS晶體管N21，使得差值電流Iac流到輸出電路26。輸出電路26通過輸出電阻器RO將差值電流Iac轉換成電壓，并且將轉換后的電壓從輸出端子OUT輸出。也就是說，該電カ檢測器電路不是通過差分放大器而是通過差值電流生成電路24來生成整流ニ極管Dl和補償ニ極管D2的檢測信號中的差值。該差值電流生成電路24具有電流鏡電路，并且不具有差分放大器。因此不存在差分放大器偏置電壓和輸出電位的波動問題。此外，電カ檢測器電路具有校準電路14，校準電路14執行校準以使得從輸入電路20復制的電流ID。和從基準電路22復制的電流ID。在節點n3處相等。也就是說，為了使得在節點n3處生成的差值電流是正確的并且電流Iac得以保留，校準電路14對電流鏡電路之一的電流鏡像比進行校準以使得來自兩側的電流Idc相等。在圖3的電カ檢測器電路中，輸出電路26和校準電路14可以設在節點n4—側。在這種情況下，第三電流鏡電路CM3的晶體管P31的漏極耦合到晶體管P30和P31的柵極，以將節點π3側的電流Idc復制到晶體管Ρ30側。于是在節點η4處生成輸入電路20的電流Iac+Idc與基準電路22的電流Idc的差值電流。 (I)在常規操作期間(當作為AC信號的高頻信號被輸入到輸入端子RFIN時的操作)首先，說明作為圖3的電カ檢測器電路的常規操作的電カ檢測操作。圖4說明圖3的電カ檢測器電路的常規操作。在圖4中，橫軸表示時間t，縱軸表示電壓V ;施加到輸入電路20中的節點nl的電壓VB+RFIN與ニ極管Dl的閾值電壓Vth之間的關系被圖示出。在圖3中，RFIN是施加到輸入端子RFIN的高頻信號的AC分量。DC電壓VB經由第一電阻器RP施加到作為第一ニ極管Dl的正極的節點nl，并且從輸入RFIN提供的高頻信號的AC電壓(RFIN)經由輸入電容器Cl施加到節點nl。也就是說，施加了電壓VB+RFIN。當該電壓超過ニ極管Dl的閾值Vth時，ニ極管導通，并且整流后的電流被生成。由于第一ニ極管Dl而生成的整流后的電流通過電容器Cl和第三電阻器Rl而被轉換成DC電流。這樣，由于DC電壓VB而持續流動的電流Idc和依賴于AC電壓而流動的電流Iac的和電流IDC+IAC在ニ極管Dl中流動。另ー方面，DC電壓VB經由第二電阻器RR施加到第二ニ極管D2正極處的節點n2，使得第一ニ極管Dl中在穩定狀態下流動的相同電流ID。在第四電阻器R2中流動。在兩個電阻器Rl和R2中流動的電流IDC+IAC和Idc分別被差值電流檢測器電路24內包括NMOS晶體管的第一和第二電流鏡電路CMl和CM2進行電流鏡像，并且節點n4處的電流IAC+IDC被包括PMOS晶體管的第三電流鏡電路CM3電流鏡像到晶體管P31。通過在節點n3處將第三電流鏡電路CM3的晶體管P31的漏極和第二電流鏡電路CM2的晶體管N21的漏極耦合，在節點n3處生成這些電流的差值電流し。該差值電流Iac流到輸出電路26中的輸出電阻器R0，并且與差值電流Iac成比例的輸出電位在輸出端子OUT處生成。當第一ニ極管Dl和第二ニ極管D2的閾值電壓由于處理和溫度波動而改變時，在這些ニ極管內流動的電流的絕對值改變并且在電阻器Rl中流動的電流變為Iac+Idc+A I，而在電阻器R2中流動的電流類似地變為Idc+Λ I。在該情況下，由于差值電流生成電路24中包括的電流鏡電路CMl、CM2、CM3，差值電流Iac ( = IAC+IDC+Δ I-Idc-Δ I)在輸出電阻器RO中流動，使得由于在閾值電壓中的波動而出現的電流變化ΛΙ被消除。此外，差值電流Iac依賴于輸入高頻信號的電カ而改變，使得輸出電路26可以在輸出端子OUT處生成隨著輸入AC信號的電カ而單調增減的輸出電位。(2)在誤差發生期間(在ニ極管Dl和D2之間的制造變動的情況下或者當電流鏡像誤差發生時)接下來，在由于ニ極管Dl和D2中的相對變動或者由于電流鏡電路的電流復制誤差而發生誤差電流或者偏置電流的情況下說明操作。當這樣的誤差電流發生時，誤差電流與流到輸出電路26的差值電流Iac相組合，并且因為正確的電流Iac不對應于輸入高頻信號的電力，所以正確的輸出不被獲得。因此，存在用于將這樣的誤差電流減小到零的校準電路。圖5是圖示出第一實施例中的電カ檢測器電路的詳細示圖。參考圖5，說明誤差電流發生期間的操作。使用如下模型來說明誤差電流Λ I :在沒有AC信號被輸入到輸入端子RFIN的零輸入狀態下，在最終獲得差值電流的節點η3處流動的電流當中，在PMOS晶體管Ρ31中流動的電流是IDe+A I，在NMOS晶體管N21中流動的電流是ID。。也就是說，在上述模型中，ニ極管的相對誤差和電流鏡的復制誤差 都被組合并表示為誤差電流Λ I。此時，來自節點η3的誤差電流Λ I在輸出電阻器RO中流動。當ΛΙ>O時，輸出電位是OUT = RO · Λ I，并且發生偏置電壓。例如，當RO = IOkQ且ΛΙ = ΙμΑ時，偏置電位是10mV。此外，當Λ I < O時，在輸出電阻器RO中流動的電流是零，使得輸出電位OUT = OV0然而，在圖5所示的校準電路14中，設有電流源I，并且I土 ΛΙ在輸出電阻器RO中流動。在下面描述該操作。圖6圖示出當發生誤差電流時電カ檢測器電路的輸入/輸出特性的仿真結果。為上述輸入端子RFIN的輸入為零的狀態假定大約_20dBm，并且仿真結果是針對由于誤差電流ΛΙ而作為偏置電位發生±10mV誤差的情況的。當誤差發生時，尤其在低輸入電力RFIN(例如-IOdBm或者更低)的區域中存在非常大的影響，并且實線的輸出電位OUT與沒有誤差的±0mV虛線波形相比大大移位。因此執行校準將誤差減小為零，如圖6中的箭頭所指示的。(3)校準操作(減小誤差的操作)如上所述，為了減小由于ニ極管的相對變動和電流鏡像誤差而出現的誤差電流，該實施例的電カ檢測器電路具有校準電路。圖5的校準電路具有向輸出電阻器RO提供恒定電流I的電流源；將差值電壓的大小與生成基準電位的恒定電流I’和電阻器R0’進行比較的比較器28 ;以及校準控制電路16，校準控制電路16根據比較器的結果執行開關控制，并且調節電流鏡電路CMl的電流鏡像比。在輸入到輸入端子RFIN的AC信號為零的狀態下，從節點n3到輸入電阻器RO的誤差電流Λ I和恒定電流I的和電流流向校準電路14的比較器28的正輸入端子，使得電壓(Ι+ΛΙ) · RO被施加。基準電壓I’ ·Ι 0’被施加到比較器28的負輸入端子。作出電阻器如=1 0’并且恒定電流1 = I’的設定，使得在誤差電流Λ I不為零的情況下，比較器的正輸入端子處的電壓從基準電壓I · R0( = I’ · R0’ )移位土 ΛΙ · R0。因此，通過監視比較器28的輸出，可以檢測誤差電流Λ I的符號。也就是說，當比較器輸出=高吋，ΛΙ >0，并且當輸出為低吋，ΛΙ < O。校準控制電路16執行如下控制基于比較結果的符號來改變電流鏡電路CMl的電流鏡像比，并且設定最佳鏡像比以使得誤差電流Λ I接近零。例如，校準控制電路16在電源激活時執行一次校準，為電流鏡電路CMl設定電流鏡像比，并且此后電カ檢測器電路在該設定狀態下執行常規操作，使得誤差電流的影響在常規操作期間可以被抑制或消除。此外，也可以利用如下區間來執行該校準操作由配備有圖2的功率放大器的通信終端不在以時分雙エ(TDD)通信等方式執行通信的轉變間隙所代表的區間，即，高頻輸入為零的區間。通過執行這樣的校準，即使在誤差電流由于常規電カ檢測操作期間的溫度變化和電源電壓變化而從電源激活時有所偏離的情況下，也可使誤差電流△ I更接近O，從而返回到最佳狀態。圖7A和圖7B圖示出校準控制電路16用于搜索最佳電流鏡像比的控制序列。如圖5所示，校準控制電路16基于比較器28的與誤差電流△ I的符號相對應的輸出，生成η比特控制代碼S16，n比特控制代碼S16控制設在用于對電流鏡電路CMl進行電流鏡像比調節的NMOS晶體管N12、N13、N14的柵極處的開關SWO、SW1、SW2。在輸入電路20的電阻器Rl中流動的電流的鏡像電流(即，從PMOS晶體管P31流向節點n3的電流)在此被稱為整流電流，并且在基準電路22的電阻器R2中流動的電流的鏡像電流(即，從節點n3流向NMOS晶體管N21的電流)被稱為基準電流。圖7A和圖7B圖示出在對合適電流鏡像比的自動搜索中使用ニ進制搜索的控制示例。圖7A圖示出校準控制電路16的狀態機。在圖7A中，j表示電流鏡像比被設定的次數；這里假定控制代碼S16的比特數是η = 3，并且校準之前的誤差電流的符號是ΛΙ>0。在初始設定j = I中，控制代碼S16是缺省設定，即，代碼S16 = 100分別對用于電流鏡像比調節的晶體管N14、N13、N12的開關SW2、Sffl和SWO執行導通/關斷/關斷控制。對于要導通的開關，意味著用于電流鏡像調節的晶體管的柵極與鏡像源的晶體管Nll共同并行耦合；并且對于要關斷的開關，意味著用于調節的晶體管的柵極被夾固到地VSS。導通/關斷的用于調節的晶體管N14、N13和N12的數目通過2的補數(complement)而被加權，被控制為使得開關SW2的m = 22，開關SWl的m = 21，并且開關SWO的m = 2°。因此，通過三個控制代碼比特的自由選擇組合，用于調節的晶體管的總溝道寬度在m = I至7的范圍內變動。例如，當控制代碼S16是000時，所有開關SW2、SffU SffO都被關斷，并且節點n4ー側的NMOS晶體管的總溝道寬度為小,使得復制到節點n4的電流為小。相反，當控制代碼S16是111時，所有開關SW2、SW1、SW0都被導通，節點n4 —側的NMOS晶體管的總溝道寬度為大，并且復制到節點n4的電流為大。圖7B表示電流鏡像比與比較器28的輸入電位(I土 Λ I) · RO和I’ · R0’之間的關系。在初始設定j = 1，電流鏡像比被設定為SW2、SW1、SWO = 1，0，0( = 4)(圖7A中的SI)。在該設定，假定偏置電流ΛΙ >0，因此與比較器的輸入電壓的關系是(Ι+ΛΙ) -RO >I’ -RO^0因此比較器的比較結果為高(圖7B中的“ + ”判斷)。根據該比較結果判斷出ΛΙ > 0，并且因此基于此，校準控制電路16改變控制代碼S16的設定值以使得誤差電流Λ I變小。也就是說，為了減小誤差電流Λ IjPMOS晶體管Ρ31 —側的整流電流被減小，或者NMOS晶體管Ν21 —側的基準電流被増大。在圖5的示例中，控制電流鏡電路CMl的電流鏡像比，并且因此執行控制來減小誤差電流。如圖7Α所示，當比較器的判斷(S2)是“ + ”時，設定被改變為“電流設定ベー’。也就是說，當設定的次數j = 1,4-2(3-1) = 0，并且因此控制代碼S16被改變為Sff2, Sffl, SffO=0，0，0( = O) (S3)。
對于修改后的設定次數j = 2時的設定代碼000 ( = O)，電流鏡像調節晶體管N14、N13、N12都被關斷，并且如圖7B所示，比較器28的正輸入電壓(I土 Λ I) · RO低于基準電壓I’*R0’。結果，比較器的比較結果為低(判斷“-”)。根據該結果，誤差電流的符號變為Λ I < 0，并且判斷出PMOS晶體管Ρ31 —側的整流電流被過多地減小。因此，校準控制電路16現在將控制代碼的設定值改變為0+2(3_2) = 2，即，將控制代碼S16改變為SW2，SWl，SffO=0,1,0( = 2)，以便稍微增大誤差電流Λ I (S3)。對于修改后的設定次數j = 3時的設定代碼010 ( = 2)，比較器執行類似的判斷，并且獲得低(判斷“-”)。發現仍然ΛΙ<0，并且整流電流為小，使得校準控制電路16將控制代碼S16的設定值改變為2+2(3-3) = 3，即，將控制代碼改變為Sff2, SffLSffO = 0,1,1(=3) (S3)。此時，設定次數j等于控制代碼的比特數n = 3(S4)，并且校準控制電路16的校準 控制結束。如上面說明的，通過校準操作，電流鏡像比的設定值從缺省的100( = 4)改變為011( = 3),使得節點n4 —側的NMOS晶體管的總溝道寬度變小，并且改變誤差電流Λ I以便接近零。結果，PMOS晶體管Ρ31 —側的整流電流可被控制為更加接近NMOS晶體管Ν21 —側的基準電流。并且結果，電カ檢測器電路的輸入/輸出特性可被調節為更加線性的特性，相對于圖6所示的理想特性(虛線)具有更小的偏移。在這樣的ニ進制搜索控制中，從等于控制比特數η的次數的較高比特開始順次執行比較，并且基于比較結果，順次改變較低比特的設定，使得可以利用小規模的邏輯電路來實現這樣的過程。在圖5中，用于調節電流鏡像比的NMOS晶體管可以并行設在NMOS晶體管NlO —偵U。在這種情況下，如果NMOS晶體管NlO —側的晶體管數目増大，則復制到節點η4 —側的電流減小，并且如果數目減小，則電流増大。(第一實施例的修改示例)圖8圖示出第一實施例的電カ檢測器電路的修改示例I。在該修改示例I中，電流鏡電路CM2的電流鏡像比被調節。為此，與電流鏡電路CM2的NMOS晶體管Ν21并行設有調節晶體管Ν22和Ν23，并且通過校準電路14內的控制電路的控制代碼S16來控制去往調節晶體管Ν22和Ν23的柵極的開關SWO和SWl來導通和關斷。這樣，晶體管Ν21 —側的基準電流的大小被調節。校準方法與上面描述的方法相同。與圖5類似，希望調節晶體管Ν22和Ν23的溝道寬度被設定為2的冪。此外，與圖5類似，可以設有三個調節晶體管。并且，調節晶體管可以與晶體管Ν20并行設置。圖9圖示出第一實施例中的電カ檢測器電路的修改示例2。在該修改示例2中，整流電流和基準電流都被調節。也就是說，通過電流鏡電路CMl的電流鏡像比來調節整流電流，并且還通過電流鏡電路CM2的電流鏡像比來調節基準電流。通過調節這二者，可以提高用于調節電流鏡像比的分辨率，使得更精細的控制是可能的，并且誤差電流減小的精度可以提尚。在修改示例2的校準方法中，在調節整流電流ー側的電流鏡電路CMl的電流鏡像比之后，基準電流ー側的電流鏡電路CM2的電流鏡像比可被調節，使得電流鏡像比可被獨立調節。也就是說，校準電路14首先設定控制代碼S16-1，然后設定控制代碼S16-2。此外，例如，可以使得電流鏡電路CMl —側的調節晶體管Ν12和Ν13的晶體管溝道寬度大于電流鏡電路CM2 —側的調節晶體管Ν22和Ν23的晶體管溝道寬度，例如兩倍。在這種情況下，通過整流電流側的電流鏡像比執行對誤差電流的粗略調節，然后通過基準電流側的電流鏡像比執行對誤差電流的精細調節，使得可以提高誤差電流減小的精度并且擴大可以執行誤差校正的范圍。圖10、圖11和圖12圖示出第一實施例的電カ檢測器電路的修改示例3。在圖3、圖8和圖9中，通過電流鏡電路CMl和CM2的電流鏡像比來調節NMOS晶體管的總溝道寬度，而在圖10、圖11和圖12中，通過電流鏡電路CM3的電流鏡像比來調節PMOS晶體管的總溝道寬度。在圖10中，與晶體管P30并行設有調節晶體管P32和P33，并且通過控制代碼來控制它們的開關。在圖11中，與晶體管P21并行設有調節晶體管P34和P35，并且通過控制代碼來控制它們的開關。在圖12中，在晶體管P30和P31 二者處設有調節晶體管P32、P33、P34、P35，并且通過控制代碼來各自控制它們的開關。—般而言，電流鏡電路的晶體管的溝道寬度對于PMOS晶體管而言通常設定得比NMOS晶體管大。PMOS晶體管允許每單位晶體管溝道寬度存在更多晶體管的設計，使得可以 更靈活且更精細地容易設定電流鏡像比，增大調節分辨率，并且存在以更高精度來減小誤差電流的可能性。圖13圖示出第一實施例的修改示例4。在圖5中，校準電路14具有對輸出電阻器RO —側的電壓和基準電阻器R0’ 一側的電壓進行比較的比較器28。另ー方面，在圖13的修改示例4中，校準電路14中的比較器具有反相器30，并且在電阻器R0’ ー側不存在生成基準電壓的電路。也就是說，校準電路14具有基準電流源I，開關SW3、SW4、SW5，電容器C3和反相器30。開關SW3與已知頻率的系統時鐘CLK同步以執行導通/關斷控制，并且在導通區間期間使基準電流I流到電容器C3。圖14是表示修改示例4中的校準電路的操作的時序圖。最初，開關SW4和SW5被關斷，并且例如開關SW3被導通達四個時鐘周期。這樣，基準電流I都流向電容器C3，而與誤差電流ΛΙ無關。如果電容器C3的ー個端子處的電位是VI，則獲得下式(I)。Vl = I · t/C3(I)也就是說，通過已知的電流I、時間(時鐘CLK的四個周期)t和電容C3，電壓Vl被確定為恒定的值。該電位Vl被預先設定為與反相器30的閾值相同的電位。例如，當反相器30的閾值是I. 6V時，參數被如下設定I = 10yA,C3 = lpF，系統時鐘CLK是25MHz并且開關SW3被導通達四個時鐘周期的區間，即t = 160ns，使得電壓Vl可被設定為Vl = 1.6V。然后，當開關SW3被關斷并且開關SW5被導通吋，與誤差電流Λ I的電流相對應的電荷對電容器C3充電，或者從電容器C3放電。因此設定為反相器30的閾值的電位Vl改變，并且反相器30的輸出在Λ I > O時變為低并且在Λ I < O時變為高。這樣，反相器30具有等同于比較器28的比較功能。也就是說，即使當在圖5的校準電路中不設有基準電位I’ · R0’時，通過監視反相器30的輸出，誤差電流Λ I的符號被得知，并且因此電路面積可以小于圖5的電路面積。搜索最佳電流鏡像比設定的方法與圖5相同。在校準操作結束之后，開關SW4和SW5被導通并且開關SW3被關斷，以進入常規操作模式。這些開關SW3至SW5的這一系列控制是由校準控制電路16與開關SWO至SW2的電流鏡像比控制相類似地執行的。(第二實施例)
圖15圖示出第二實施例的電カ檢測器電路。在該電カ檢測器電路中，與第一實施例類似，設有輸入電路20和輸出電路22，通過差值電流生成電路24在節點n3處生成由兩個ニ極管Dl和D2生成的電流的差值IAC，使該差值電流Iac流到輸出電阻器R0，并且從輸出端子OUT輸出該電流的電壓。另ー方面，在該電カ檢測器電路中，校準電路14監視誤差電流Λ I的符號，同時調節在基準電路22內提供恒定電壓VB的第二電阻器RR的電阻值。或者，除了第二電阻器RR之外，還可以調節第四電阻器R2。或者，代替第二電阻器RR，可以調節第四電阻器R2。不管如何進行調節，都可以可變地調節第四電阻器R2中流動的基準電流。因此，通過改變基準電流的值，可以調節誤差電流Al。在第二實施例中，調節可變電阻器RR的電阻值。在這種情況下，通過采用利用開關來選擇單位電阻器數目的電路，可以容易地實現可變電阻器，使得可以更精細地執行電 阻值的調節(即，基準電流的精細調節)，并且可以使誤差電流高精度地接近零。此外，不再需要第一實施例的電流鏡電路中的多個調節晶體管和開關的群組，使得電路面積可以減小。第二實施例中的電カ檢測方法與第一實施例相同。在校準方法中，同樣與第一實施例類似，在高頻信號的輸入停止的狀態下，在監視節點η3處發生的誤差電流的符號的同時，為第二電阻器RR設定最佳電阻值。如上面說明的，通過這些實施例的電カ檢測器電路，通過差值電流生成電路24生成由兩個ニ極管Dl和D2生成的電流之間的差值，并且根據該差值電流檢測輸入信號的電カ值。因此，不存在當像現有技術中那樣使用差分放大器時由于偏置電壓或者電源電壓引起的輸出波動的問題，并且電カ值被高精度地檢測。此外，通過這些實施例的電カ檢測器電路，因為不存在從ニ極管到地的直接路徑，所以減小了電流消耗。這里給出的所有示例和條件語言僅試圖用于教育的目的，以幫助讀者理解發明人所貢獻的發明和概念從而促進技術，并且將被解釋為不限于這種具體給出的示例和條件，說明書中對這些示例的組織也不涉及對本發明的優越性和低劣性的示出。雖然詳細描述了本發明的實施例，但是應當了解，可以對其作出各種改變、替換和變更，而不脫離本發明的精神和范圍。
權利要求
1.一種檢測器電路，包括 第一ニ極管，交流信號被輸入到該第一ニ極管的正極并且恒定電壓被提供到該第一ニ極管； 第二ニ極管，所述恒定電壓被提供到該第二ニ極管；以及 差值電流生成電路，該差值電流生成電路生成在所述第一二極管中流動的第一電流與在所述第ニニ極管中流動的第二電流之間的差值電流。
2.根據權利要求I所述的檢測器電路，其中 所述差值電流生成電路包括 第一電流鏡電路，該第一電流鏡電路設在所述第一二極管的負極側并且生成第三電流，該第三電流的電流值是所述第一電流與第一電流鏡像比的乘積； 第二電流鏡電路，該第二電流鏡電路設在所述第ニニ極管的負極側并且生成第四電流，該第四電流的電流值是所述第二電流與第二電流鏡像比的乘積； 第二電流鏡電路，該第二電流鏡電路生成電流值是所述第二電流與第二電流鏡像比的乘積的第五電流，或者電流值是所述第四電流與所述第三電流鏡像比的乘積的第六電流；以及 耦合有所述第五電流的路徑和所述第四電流的路徑的耦合節點，或者耦合有所述第六電流的路徑和所述第三電流的路徑的耦合節點，其中 所述差值電流是在耦合節點處生成的。
3.根據權利要求2所述的檢測器電路，還包括校準電路，在所述交流信號的輸入停止的狀態下，所述校準電路可變地設定所述第一、第二和第三電流鏡像比中的至少ー者以使得所述差值電流被減小。
4.根據權利要求I所述的檢測器電路，其中 所述恒定電壓經由第一電阻器施加到所述第一ニ極管的正極并且經由第二電阻器施加到所述第二ニ極管的正扱， 所述檢測器電路還包括校準電路，該校準電路在高頻信號的輸入停止的狀態下可變地設定所述第二電阻器的電阻值以使得所述差值電流被減小。
5.根據權利要求3所述的檢測器電路，其中，所述校準電路包括檢測所述差值電流的符號的比較器，以及根據所述比較器的比較結果來執行可變設定的校準控制電路。
6.根據權利要求4所述的檢測器電路，其中，所述校準電路包括檢測所述差值電流的符號的比較器，以及根據所述比較器的比較結果來執行可變設定的校準控制電路。
7.根據權利要求5所述的檢測器電路，其中，所述校準電路包括校準電流經由第一開關提供到的校準電容、設在所述耦合節點與所述校準電容之間的第二開關、向所述耦合節點輸入電壓的反相器以及所述校準控制電路，所述校準控制電路在所述第一開關被導通并且所述校準電容被充電到所述反相器的閾值電壓時根據所述反相器的輸出執行可變設定，此后所述第一開關被關斷并且所述第二開關被導通，并且所述差值電流被提供到所述校準電容。
8.根據權利要求3所述的檢測器電路，其中，所述第一電流鏡電路、第二電流鏡電路和第三電流鏡電路各自具有柵極共同耦合的一對晶體管，并且所述第一、第二和第三電流鏡像比的可變設定通過對這些對晶體管的溝道寬度比的可變設定來執行。
9.根據權利要求2所述的檢測器電路，包括 第一平滑電路，該第一平滑電路設在所述第一二極管的負極與所述第一電流鏡電路之間；以及 第二平滑電路，該第二平滑電路設在所述第ニニ極管的負極與所述第二電流鏡電路之間。
10.根據權利要求9所述的檢測器電路，其中 所述第一平滑電路包括耦合到所述第一ニ極管的負極的第一平滑電容器和設在所述第一ニ極管的負極與所述第一電流鏡電路之間的第三電阻器，并且所述第二平滑電路包括耦合到所述第二ニ極管的負極的第二平滑電容器和設在所述第二ニ極管的負極與所述第ニ電流鏡電路之間的第四電阻器。
11.根據權利要求I至10中任一項所述的檢測器電路，還包括輸出電路，該輸出電路輸出所述差值電流的大小。
12.根據權利要求5所述的檢測器電路，還包括輸出所述差值電流的大小的輸出電路，其中 所述輸出電路具有設在所述耦合節點與地之間的輸出電阻器，以及輸出所述輸出電阻器的電壓的輸出端子；并且 所述校準電路具有向所述輸出節點進行供應的第一電流源，與所述第一電流源和所述輸出電阻器的第一串聯電路并行設置的第二電流源和基準電阻器的第二串聯電路，對所述輸出電阻器和所述基準電阻器的電壓進行比較的比較器，以及根據所述比較器的比較結果執行可變設定的校準控制電路。
13.根據權利要求11所述的檢測器電路，其中，所述輸出電路具有設在所述耦合節點與地之間的輸出電阻器，以及輸出所述輸出電阻器的電壓的輸出端子。
14.一種檢測器電路，包括 第一整流電路，該第一整流電路對通過增加與輸入信號相對應的電壓和基于偏置電壓的第一電壓而得到的電壓進行整流； 第一電流檢測器電路，該第一電流檢測器電路檢測經過所述第一整流電路整流的電流； 第二整流電路，該第二整流電路對基于所述偏置電壓的第二電壓進行整流； 第二電流檢測器電路，該第二電流檢測器電路檢測經過所述第二整流電路整流的電流；以及 電流差值檢測器電路，該電流差值檢測器電路檢測由所述第一電流檢測器電路檢測到的電流與由所述第二電流檢測器電路檢測到的電流之間的差值。
15.根據權利要求14所述的檢測器電路，其中 所述第一電流檢測器電路、所述第二電流檢測器電路和所述電流差值檢測器電路各自包括電流鏡電路；并且 至少ー個電流鏡電路的鏡像比被調節。
16.根據權利要求14所述的檢測器電路，還包括 第一電阻器，該第一電阻器耦合在所述第一整流電路與生成所述偏置電壓的電源之間；以及第二電阻器，該第二電阻器耦合在所述第二整流電路與所述電源之間，其中 所述第二電阻器是可變電阻器。
17.根據權利要求15所述的檢測器電路，還包括根據所述差值而輸出控制信號的控制電路，其中 所述控制電路在所述輸入信號是空信號時，調節所述電流鏡電路的鏡像比以使得所述差值被減小。
18.根據權利要求16所述的檢測器電路，還包括根據所述差值而輸出控制信號的控制電路，其中 所述控制電路在所述輸入信號是空信號時，調節所述第二電阻器的電阻值以使得所述差值被減小。
19.根據權利要求14至18中任一項所述的檢測器電路，還包括將所述差值轉換成電壓的電流-電壓轉換電路。
20.根據權利要求19所述的檢測器電路，其中 所述控制電路包括耦合在所述電流-電壓轉換電路與電源之間的第一恒定電流源、一端耦合到所述電源的第二恒定電流源以及比較器，該比較器對所述電流-電壓轉換電路和所述第一恒定電流源的耦合節點的電壓與所述第二恒定電流源的另一端的電壓進行比較，其中 所述控制電路根據所述比較器的輸出結果輸出控制信號。
全文摘要
本申請涉及檢測器電路。一種檢測器電路具有第一二極管，AC信號輸入到第一二極管的正極并且恒定電壓被提供到第一二極管；第二二極管，所述恒定電壓被提供到第二二極管；以及差值電流生成電路，生成第一二極管中流動的第一電流與第二二極管中流動的第二電流之間的差值電流。
文檔編號G01R19/00GK102692541SQ20121007912
公開日2012年9月26日 申請日期2012年3月16日 優先權日2011年3月18日
發明者中本裕之 申請人:富士通半導體股份有限公司