專利名稱：基于改進的cosgo-cfar的目標信號檢測方法
技術領域：
本發明涉及通訊技術領域，尤其涉及一種在采用連續波體制雷達工作中提出的平 均順序統計選大_恒虛警的新的檢測技術，以提高對目標的檢測概率。
背景技術：
目前采用的平均順序統計-恒虛警檢測中，首先對目標左右參考窗中的2n個參考 單元進行從小到大排序，選取前2n-2k階單元功率為雜波平均功率，然后與歸一化門限相 乘后得到真實檢測門限后和檢測單元進行比較。平均順序統計_恒虛警檢測處理流程如圖 11所示。其缺陷在于基于上述選取雜波功率的方法，容易忽略一些與檢測目標接近的雜 波功率，導致雜波邊緣的檢測性能不足，在多目標檢測中，特別當目標間距較小時，存在目 標漏檢的現象。
發明內容
本發明的主要目的為提出一種在采用連續波體制雷達工作中提出的平均順序統 計選大_恒虛警的檢測方法，通過距離IFFT脈壓和方位FFT脈壓實現二維相干積累，提高 目標信噪比增益，降低了多目標檢測下的雜波漏檢。本發明提出一種在采用連續波體制雷達工作中提出的平均順序統計選大-恒虛 警的檢測方法，在平均順序統計選大-恒虛警檢測中，首先對目標檢測單元左參考窗和右參考窗 中的各n個參考單元按照功率進行從小到大的排序；左參考窗和右參考窗各選取前n_k階單元功率為雜波平均功率，分別得到左參考 窗和右參考窗的兩個雜波平均功率；將得到的兩個雜波平均功率中選其中較大作為雜波功率；然后與歸一化門限相乘后得到真實檢測門限后和目標檢測單元的功率進行比較 得出比較結果。優選地，k< n。優選地，在目標檢測單元的左右側各輸入一個保護單元。本發明還提出一種便攜式單兵雷達的目標檢測信號處理方法，接收通道回波信 號，形成距離脈壓，從距離脈壓中截取2048點數據；上述截取的2048點數據中形成方位脈壓；方位脈壓中選取第k個多普勒單元，用上述多普勒單元數據進行如權利要求1所 述的C0SG0-CFAR門限計算得到門限值；用該門限值與上述多普勒單元數據進行比較判決得到最后的檢測結果。本發明提出的在采用連續波體制雷達工作中提出的平均順序統計選大_恒虛警 的檢測方法，通過距離IFFT脈壓和方位FFT脈壓實現二維相干積累，提高目標信噪比增益， 降低了多目標檢測下的雜波漏檢。
圖1是解線頻調脈壓示意圖；圖2是二維相干積累實現高信噪比示意圖；圖3是三脈沖橫向濾波器原理框圖；圖4是恒虛警處理流程框圖；
圖5是CA-CFAR檢測器示意圖；
圖6是CA-CFAR檢測器性能分析；其中a是純噪聲CA-CFAR檢測，b是純雜波CA-CFAR檢測，c是單目標CA-CFAR檢 測，d是雙目標CA-CFAR檢測；圖7是CAG0-CFAR檢測器示意圖；圖8是CAG0-CFAR檢測器性能分析；A是純噪聲CAG0-CFAR檢測，b是純雜波CAG0-CFAR檢測，c是單目標CAG0-CFAR 檢，d是雙目標CAG0-CFAR檢測；圖9是OS-CFAR檢測器示意圖；圖10是OS-CFAR檢測器性能分析；A是純噪聲OS-CFAR檢，b是純雜波OS-CFAR檢測，c是單目標OS-CFAR檢測，d是 雙目標OS-CFAR檢測；圖11是COS-CFAR檢測器示意圖；圖12是COS-CFAR檢測器性能分析； a是純噪聲COS-CFAR檢測，b是純雜波COS-CFAR檢測，c是單目標COS-CFAR檢測， d是雙目標COS-CFAR檢測；圖13是COS-CFAR檢測器示意圖；圖14C0SG0-CFAR檢測器性能分析；a是純噪聲C0SG0-CFAR檢測，b是純雜波C0SG0-CFAR檢測，c是單目標C0SG0-CFAR 檢測，d是雙目標C0SG0-CFAR檢測；圖15是便攜式單兵雷達的目標檢測信號處理流程圖。為了使本發明的技術方案更加清楚、明了，下面將結合附圖作進一步詳述。
具體實施例方式便攜式單兵雷達發射線性調頻連續波信號，一個重復周期內發射信號表示為 其中rectO/)= q M >丄f。為中心頻率，Tp為脈寬，Y為調頻率，.為快時
L 1 1 2 ,t=t-mT
間，m為整數，T脈沖重復周期，tm = mT為慢時間。接收過程通過解線頻調方式有效降低信號采樣。解線頻調是用一時間固定、而頻率和調頻率相同的LFM信號作為參考信號，通常通過對發射信號做時間延遲得到參考信 號，用它和回波作差頻處理。設參考距離為R&，則參考信號為 式中Tp為參考信號的脈寬。某點目標到雷達的距離為Rt，雷達接收到的該目標信號\ (f, tj為 解線頻調的示意圖如圖1，若Ra = Rt-Rref,則其差頻輸出
若暫將討論限制在一個周期里(即R,為常數)，則上式為頻率與R,成正比的單 頻脈沖。如果所需觀測的范圍為[RMf-Ar/2，RMf+Ar/2]，圖1中畫出了范圍兩側邊緣處的 回波。為保證線性調頻連續波信號的不模糊，需要對接收信號兩端進行時間截取，這將使得 回波信號時間帶寬有所降低，其產生的影響將在下文作繼續討論。這里再結合圖1對解線頻調的差頻處理作一些說明，圖中縱坐標均為頻率，圖 1(a)中除參考信號外，有遠、近的兩個回波。參考信號與回波作其共軛相乘，即作差頻處理， 回波變成單頻信號，且其頻率與回波和參考信號的距離差成正比，因而也叫解線頻調處理。
由圖1(b)可知/=_/，因此，在對解線頻調后信號作時間截取，然后對解線頻調后的信
ο
號作傅立葉變換，便可在頻域得到對應的各回波的sine狀的窄脈沖，而脈沖位置與R,成正 2Ra
比如圖1(b)的左側所示。由于時間帶寬降低為T' ρ，對應頻率帶寬B' =T' ρ· λ，變換到頻域窄脈沖信
號的分辨率為Ι/τ' ρ，利用
可得相應的距離分辨率為代= H線性連 續波調頻信號相應的時間分辨率將小于ι/Β'。且接收功率也存在相應的損失。由于用解線頻調作脈沖壓縮的結果表現在頻域里，有些書籍里又把這種方法叫
“時頻變換脈沖壓縮”。從頻率域變換到距離(相對于參考點的)，應乘以系數
ο
Ar Ar應當指出，如Ar—定，則解線調頻后的頻率范圍為-一r，一r即信號最大頻
=γΒ其中艮為！" 5所對應的距離。因此可見，比值ι越小，則信號
最大頻寬比原調頻帶寬也小得越多，可針對雷達觀測場景距離測繪帶寬確定采樣頻率和參 考距離，對后續設備(特別是中放和A/D變換)可簡化很多。以上只是結合圖1作定性說明，回過來看看(1-4)式，它還是比較復雜的，特別是 它有三個相位項。為簡化分析，由于目標一般移動相對緩慢，可設其距離(相對于參考點) R.的快時間f (限于一個周期)是固定，而對慢時間tm(跨多個周期)是移動的。上面的定 性說明只是討論一個周期里的脈壓，即為定值，因此(1-4)式中的后兩個相位項在所討 論的時間里為常數，所須要注意的只是第一個相位項。該項表明變換后得到的脈沖是單頻
的，其值為
這與上面的定性討論相一致，通常將這一相位項稱為距離項。R.對于慢時間tm是變化的，Ra的變化會使對應的距離項中的頻率[即(1-4)式 中的第一相位項所對應的fi發生改變，同時也使(1-4)式中其它兩個相位項的相位不再是 固定的，而會發生變化。下面我們將會看到，第二相位項的相位變化使回波產生多普勒，這 是正常的，而第三相位項是解線頻調所獨有的，稱為視頻殘余相位(RVP)，它會使多普勒有 少許改變。將(1-4)式后兩個相位項的相位單獨寫出 在短的時間里，設Ra的變化近似是線性的(高次項可以忽略)，即Ra = R.0+Vrtffl, 而對=風。+Vrtmf^Rl0+2R,0Vrtm。將Κδ和對代入(1-5)式，得 由此可得多普勒 式中即目標相對于參考點的距離為R^時，解線調頻
后信號的頻率。其實，上述結果可對(1-4)式的時域信號對快時間(以參考點的時間為基準)作 傅立葉變換得到 因為對線性調頻信號進行了 Stretch處理后，回波信號的調頻項就被去除了，直 接進行傅里葉變換就能實現信號的脈沖壓縮，壓縮峰值的位置表現在距離頻域值上。考慮 到Stretch可認為是一個時頻變換處理，回波經過距離IFFT變換之后的頻域信號^^仏、) 表示為
其中，Afr = B'為線性調頻信號的頻寬 僅考慮目標徑向速度分量，忽略目標的加速度，那么點目標到達雷達的距離Rt可 以表示為
Rt ^ R0+vtm (1-10)同時考慮到目標在較短時間內沒有越距離單元走動現象，將式(1-5)帶入式 (1-3)，可以得到 其中，多普勒為Λ然后在方位維作相干積累得到方位脈沖壓縮表示
ο
為^ (t, f) = A- smc (Δ/Γ (f - ^)) sine (T(f-fd)) exp (-J^R0)
(1-1ZJ一般而言，通過距離脈沖壓縮和方位壓縮處理，信噪比增益可達到幾十分貝以上， 大大提高了目標檢測概率和降低目標的虛警概率。二維相干積累實現目標信噪比增益提高 示意如圖2所示。前面提到Stretch處理下線性調頻連續波將存在一定的時間譜損失以及最終影 響信號的距離脈壓分辨率和處理增益損失，本節對此進行論證。線性調頻連續波雷達信號在頻率域完成距離壓縮。回波信號與發射信號的延遲信 號混頻，區別于脈沖線性調頻信號，由于連續波體制的特殊性，除了參考距離的回波信號被 完全去斜外，近、遠距離目標回波的混頻結果均分為兩部分，一部分是當前回波與當前參考 信號混頻的低頻頻率，另一部是當前回波與前一周期或后一周期與參考信號混頻得到的高 頻信號；高頻信號部分通常處于接收機接收帶寬之外，這相當于發射信號沒有被充分利用， 因此，可認為發射信號有效時寬減小為T' pT' p = Tp-| T-TrefI (1-13)其中，τ為目標信號回波延遲，^rf為參考信號延遲。相應的，去調頻信號的頻率 分辨率為 有效的發射信號帶寬為B'為 為保證遠近距的目標回波都不模糊，需要對信號兩端信號進行截斷，截斷距離寬度對應回波場景寬度，假設Ar = —一對應場景延遲范圍則 連續波雷達100%的占空比意味著發射能量遍布掃頻周期持續時間Tp和整個帶寬 B，然而調頻能量集中在^^的帶寬內，如果認為總能量是歸一化的，那么在壓縮前后頻
域信號幅度之比為Gr = B (Tp-A T ) (1-17)上式即距離維處理增益，它近似等于線性調頻信號的時間帶寬積，大時寬帶寬積 意味著高處理增益，潛在的高處理增益意味可有效降低對發射信號功率的要求和檢測更遠 的目標。由以上分析可得出結論線性調頻連續波雷達Stretch處理過程損失距離分辨率 和距離壓縮信噪比增益。對于線性調頻連續波，距離向處理損失除了與發射信號帶寬有關， 還和場景延遲范圍與參考信號延遲差的絕對值有關。如果發射信號帶寬為B，脈沖寬度為 Tp，假設測繪帶寬為2A X ，為保證無信號模糊，對回波兩端進行時間截取，則目標信號帶
B
寬降為# =6_7rA『可見，距離向分辨率損失隨場景距離范圍增大而增大。 p ,在帶寬一定的條件下，處理增益隨著調頻周期Tp的增加而增加。雖然回波延遲 對距離分辨率的影響不可避免，但可以采取一定的措施來減弱回波延遲對距離分辨率的影 響，可通過增加信號脈沖時寬減弱時間延遲的影響，但考慮到動目標檢測速度不模糊，Tp得 增加受系統工作要求的限制。運動目標檢測時可以使用三脈沖對消自適應調整零點的處理技術，三脈沖對消橫 向濾波器的原理框圖見圖3所示。由于在雜波對消過程中，林木在風吹情況下的速度調制、云雨雜波的緩慢移動都 會對信雜比的改善因子造成影響，根據雷達工作空域的不同有不同需求，MTI在進行自適應 處理時難度較大，因此采用手動控制的方法，通過輸入濾波器凹口風動補償代碼，調整濾波 器凹口位置，使MTI對消器可以適應不同的情況。風動補償代碼對應的速度范圍為Om/s 50m/s。由于寬窄帶信號采用相同的發射機制，而寬帶信號處理過程中需要相干信號，窄帶 信號也可以保證相干，可以簡化系統復雜度。三脈沖雜波相消后，選取適當的檢測窗和保護 窗，進入滑窗檢測器進行在距離_多普勒域進行距離向滑窗恒虛警檢測，恒虛警檢測流程 如如圖4所示。單元平均-恒虛警(CA-CFAR)檢測中，剩余雜波功率水平由參考窗中的2n個參考 單元的算術平均得到，然后與歸一化門限相乘后得到真實檢測門限后進行比較。在檢測單 元兩側各輸入一個保護單元，防止目標能量泄漏影響CA-CFAR的檢測性能。其CA-CFAR檢 測處理流程如圖5所示。CA-CFAR檢測器在雜波和噪聲均勻分布假設條件下具有最優檢測性能，同時具備 較小的CFAR損失。但其在多目標檢測中性能下降明顯，特別當目標間距較小時，通常存在 目標漏檢，且在雜波和噪聲邊緣性能較差。圖6為用CA-CFAR不同條件下的檢測仿真結果， 雜波樣本單元取為24，虛警概率定位lOe-6，保護單元數取為1。可見，在多目標低信噪比條
8件下，CA-CFAR不能滿足較好的性能要求。 單元平均選大-恒虛警(CAG0-CFAR)檢測中，剩余雜波功率水平分別由目標左右 參考窗中的η個參考單元的算術平均得到，然后選取較大的值與歸一化門限相乘后得到真 實檢測門限后和檢測單元進行比較。在檢測單元兩側各輸入一個保護單元，防止目標能量 泄漏影響CAG0-CFAR的檢測性能。其CA-CFAR檢測處理流程如圖7所示。 CAG0-CFAR檢測器適用于雜波和噪聲非均勻分布條件等復雜環境，同時具備較小 的CFAR損失，在雜波和噪聲邊緣性能較CA-CFAR有較好的改善，在單目標檢測中性能較優。 但其在多目標檢測中性能急劇下降，特別當目標間距較小時，通常存在目標漏檢。圖8為用 CAG0-CFAR不同條件下的檢測仿真結果，雜波樣本單元取為24，虛警概率定位lOe-6，保護 單元數取為1。可見，在多目標低信噪比條件下，CAG0-CFAR不能滿足較好的性能要求。順序統計-恒虛警(OS-CFAR)檢測中，首先對目標左右參考窗中的2η個參考單元 進行排序，選取第k階單元功率水平為雜波平均功率水平，然后與歸一化門限相乘后得到 真實檢測門限后和檢測單元進行比較。在檢測單元兩側各輸入一個保護單元，防止目標能 量泄漏影響OS-CFAR的檢測性能。OS-CFAR檢測處理流程如圖9所示。相比單元平均類檢測器，OS-CFAR檢測器沒有多目標相互遮掩情況，可以實現較好 的實現多目標條件下的檢測。OS-CFAR適用于雜波和噪聲均勻分布條件，同時具備較小的 CFAR損失。應用OS-CFAR過程中通常需要較大的雜波樣本窗以實現優化門限估計。圖10 為用OS-CFAR檢測仿真結果，雜波樣本單元取為48，階數K定為36，虛警概率定為10e_6，保 護單元數取為1。可見，在多目標低信噪比條件下，OS-CFAR也能保持較好的檢測性能。平均順序統計-恒虛警(COS-CFAR)檢測中，首先對目標左右參考窗中的2η個參 考單元進行從小到大排序，選取前2n-2k階單元功率為雜波平均功率，然后與歸一化門限 相乘后得到真實檢測門限后和檢測單元進行比較。在檢測單元兩側各輸入一個保護單元， 防止目標能量泄漏影響COS-CFAR的檢測性能。COS-CFAR檢測處理流程如圖11所示。相比單元平均類檢測器和順序統計監測器，COS-CFAR檢測器兼具CA-CFAR和 OS-CFAR的優勢，沒有多目標相互遮掩情況，可以實現較好的實現多目標條件下的檢測。 COS-CFAR適用于雜波和噪聲均勻分布條件，同時具備較小的CFAR損失和多目標檢測的能 力。應用COS-CFAR過程中通常需要較大的雜波樣本窗以實現優化門限估計。圖12為用 COS-CFAR檢測仿真結果，雜波樣本單元取為24，階數K定為16，虛警概率定為10e_6，保護 單元數取為1。可見，在多目標低信噪比條件下，COS-CFAR也能保持較好的檢測性能。為進一步改進COS-CFAR檢測器的性能，加入均值選大的過程進一步提升 COS-CFAR在復雜雜波條件下的處理性能，特別是雜波邊緣的檢測性能。平均順序統計選 大-恒虛警(C0SG0-CFAR)檢測中，首先對目標左右參考窗中的分別2η個參考單元進行從 小到大排序，選取前2n-2k階單元功率為雜波平均功率，并選其中較大作為雜波功率，然后 與歸一化門限相乘后得到真實檢測門限后和檢測單元進行比較。在檢測單元兩側各輸入一 個保護單元。C0SG0-CFAR檢測處理流程如圖13所示。相比單元平均類檢測器和順序統計監測器，C0SG0-CFAR檢測器兼具適應復雜剩余 雜波和多目標檢測的優勢，具有各類恒虛警檢測器的各類優勢。C0SG0-CFAR適用于雜波和 噪聲非均勻分布等復雜環境，同時具備較小的CFAR損失和多目標檢測的能力。圖14為用 C0SG0-CFAR檢測仿真結果，雜波樣本單元取為24，階數K定為8，虛警概率定為10e_6，保護單元數取為1。可見，在多目標低信噪比條件下，COSGO-CFAR也能保持較好的檢測性能。基于以上對各類CFAR檢測器的性能分析和便攜式單兵雷達的實際應用場合，項 目中擬采用結合單元平均和順序統計CFAR檢測器的C0SG0-CFAR檢測器，以實現復雜剩余 雜波環境下的多目標恒虛警檢測。便攜式單兵雷達一般發射低功率信號，且由于天線尺寸 有限，接收回波信號通常有較低的信噪比，為此擬采用通過二維相干積累實現高信噪比增 益，在距離_多普勒域進行恒虛警目標檢測。相比傳統目標檢測系統而言，本系統有如下兩 個技術特點(1)通過距離IFFT脈壓和方位FFT脈壓實現二維相干積累，提高目標信噪比增 益。(2)使用C0SG0-CFAR檢測器，以滿足單兵雷達多目標檢測的功能，和適應復雜剩 余雜波環境下工作需求，C0SG0-CFAR檢測器是本系統中針對目標檢測的一個關鍵技術。以及本發明還包括根據上述C0SG0-CFAR檢測方法實現的便攜式單兵雷達的目標 檢測信號處理方法，具體流程圖15所示。該便攜式單兵雷達的目標檢測信號處理方法的步驟為接收通道回波信號，形成 距離脈壓，從距離脈壓中截取2048點數據。上述截取的2048點數據中形成方位脈壓。方位脈壓中選取第k個多普勒單元，用上述多普勒單元數據進行C0SG0-CFAR門限 計算，并用該門限值與上述多普勒單元數據進行比較判決得到最后的檢測結果。圖13是根據本發明C0SG0-CFAR檢測器示意圖。平均順序統計選大-恒虛警(C0SG0-CFAR)檢測中，首先對目標檢測單元左參考 窗和右參考窗中的各η個參考單元按照功率進行從小到大的排序，左參考窗和右參考窗各 選取前n-k階單元功率為雜波平均功率，分別得到左參考窗和右參考窗的兩個雜波平均功 率，并將得到的兩個雜波平均功率中選其中較大作為雜波功率，然后與歸一化門限相乘后 得到真實檢測門限后和目標檢測單元的功率進行比較得出比較結果。其中關于k的選取，k< η。為了防止目標能量泄露影響C0SG0-CFAR檢測器的檢測性能，在目標檢測單元的 左右側各輸入一個保護單元。圖15是根據本發明便攜式單兵雷達的目標檢測信號處理流程圖。該便攜式單兵雷達的目標檢測信號處理方法的步驟為接收通道回波信號，形成 距離脈壓，從距離脈壓中截取2048點數據。上述截取的2048點數據中形成方位脈壓。方位脈壓中選取第k個多普勒單元，用上述多普勒單元數據進行如實施例1所述 的C0SG0-CFAR門限計算，并用該門限值與上述多普勒單元數據進行比較判決得到最后的 檢測結果。本發明提出的在采用連續波體制雷達工作中提出的平均順序統計選大_恒虛警 的檢測方法通過距離IFFT脈壓和方位FFT脈壓實現二維相干積累，提高目標信噪比增益， 降低了多目標檢測下的雜波漏檢。以上所述僅為本發明的優選實施例，并非因此限制本發明的專利范圍，凡是利用 本發明說明書及附圖內容所作的等效結構或等效流程變換，或直接或間接應用在其他相關的技術領域，均同理包括在本發明 的專利保護范圍內。
權利要求
一種在采用連續波體制雷達工作中提出的平均順序統計選大-恒虛警的檢測方法，其特征在于，在平均順序統計選大-恒虛警檢測中，首先對目標檢測單元左參考窗和右參考窗中的各n個參考單元按照功率進行從小到大的排序；左參考窗和右參考窗各選取前n-k階單元功率為雜波平均功率，分別得到左參考窗和右參考窗的兩個雜波平均功率；將得到的兩個雜波平均功率中選其中較大作為雜波功率；然后與歸一化門限相乘后得到真實檢測門限后和目標檢測單元的功率進行比較得出比較結果。
2.根據權利要求1所述的檢測方法，其特征在于，k< η。
3.根據權利要求1所述的檢測方法，其特征在于，在目標檢測單元的左右側各輸入一 個保護單元。
4.一種便攜式單兵雷達的目標檢測信號處理方法，其特征在于接收通道回波信號， 形成距離脈壓，從距離脈壓中截取2048點數據；上述截取的2048點數據中形成方位脈壓；方位脈壓中選取第k個多普勒單元，用上述多普勒單元數據進行如權利要求1所述的 COSGO-CFAR門限計算得到門限值；用該門限值與上述多普勒單元數據進行比較判決得到最后的檢測結果。
全文摘要
本發明公開了一種在采用連續波體制雷達工作中提出的平均順序統計選大-恒虛警的檢測方法，在平均順序統計選大-恒虛警檢測中，首先對目標檢測單元左參考窗和右參考窗中的各n個參考單元按照功率進行從小到大的排序；左參考窗和右參考窗各選取前n-k階單元功率為雜波平均功率，分別得到左參考窗和右參考窗的兩個雜波平均功率；將得到的兩個雜波平均功率中選其中較大作為雜波功率；然后與歸一化門限相乘后得到真實檢測門限后和目標檢測單元的功率進行比較得出比較結果。本發明提出的在采用連續波體制雷達工作中提出的平均順序統計選大-恒虛警的檢測方法通過距離IFFT脈壓和方位FFT脈壓實現二維相干積累，提高目標信噪比增益，降低了多目標檢測下的雜波漏檢。
文檔編號G01S7/41GK101872014SQ20101020333
公開日2010年10月27日 申請日期2010年6月18日 優先權日2010年6月18日
發明者焦利強, 鐘志誠 申請人:深圳麒景雷信科技有限公司