專利名稱：電流傳感器電容測量電路的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種電容測量電路，其中，用頻率輸出代表待測量的電容的值，頻率輸出是傳感器電容的值的反函數。更具體地，本發明涉及一種電容測量電路，包括振蕩電路，其中，傳感器電容形成兩個或多個串聯的阻抗的鏈接，其僅在串聯的終端與電容測量電路連接，并且其中傳感器電容的一端是與恒壓連接的串聯連接的終端，并且串聯連接的另一終端與感測節點連接， 感測節點以方波電壓振蕩，以在每半個周期的過程中保持恒壓水平，并且，感測節點同時感測流入串聯的阻抗中的充電電流，以使得在已將由此感測的充電電流改變至預定水平的時候能夠觸發電容測量電路。
背景技術：
許多年來，用一類眾所周知的標準RC振蕩電路來測量電容，其中，通過直接在傳感器電容上測量充電電壓并將其與參考電壓比較來確定頻率。此測量是高阻抗測量，并且，標準RC振蕩電路將對寄生電容敏感，因為這些將與傳感器電容同時出現。因此，不可能將這些電容的變化彼此區分開。標準RC振蕩電路中的寄生電容主要來自將傳感器電容與振蕩電路連接的電線，并來自振蕩電路本身的輸入電容，因為其通常與傳感器電容具有相同的大小，并且不是恒定的，所以其在實踐中存在嚴重的問題。在美國專利4737706中示出了一種這樣的類型的電容測量電路，其中，傳感器電容形成兩個或多個串聯的阻抗的鏈接。這里，用具有反饋電阻器的運算放大器執行電流感測和方波產生，并且，分別在振蕩器的正負循環的過程中，在電壓比較器中比較運算放大器的輸出電壓與正負參考電壓， 運算放大器的輸出電壓是串聯阻抗中的充電電流的函數。如所說明的，此電路具有這樣的優點減小來自感測節點的寄生電容和與傳感器電容的連接部的寄生電容的誤差。此電容測量電路通過測量傳感器電容的充電電流來起作用，通過串聯的阻抗與測量電路的低阻抗感測節點連接。因此，用串聯的阻抗，使傳感器電容的高阻抗與低阻抗感測節點隔離，這意味著， 將感測節點處的寄生電容的影響和傳感器電容與串聯阻抗之間的連接節點的寄生電容的影響分開。通過將串聯的阻抗直接放在傳感器電容處，傳感器電容和串聯阻抗之間的連接節點處的寄生電容可能非常小，并且一點也不重要。感測節點的低阻抗將快速地對感測節點的寄生電容充電，并且，在充電電流的觸發水平很久之前達到，并由此減小感測節點的寄生電容的影響。在實踐中，根據美國專利4737706的電容測量電路具有許多限制，主要是因為電路減小寄生電容的影響的能力取決于產生方波電壓的快速且非常低阻抗的電源，方波電壓加壓在串聯阻抗上，并且，如在美國專利4737706中產生的，通過運算放大器的輸出，方波電壓具有相對長的上升時間和相對高的電源阻抗。因此，僅將寄生電容減小至一定程度。第二，電路的精度主要依賴于充電電流的測量的速度和精度以及其到電壓的轉換。根據美國專利4737706的電路中的運算放大器的輸入偏壓電流和偏移電壓是取決于溫度的，并將影響串聯阻抗中的充電電流的測量，并且，運算放大器的開環放大系數中的取決于溫度的變化將影響充電電流到提供給電壓比較器的輸出電壓的轉換，最后限制可用的運算放大器的速度，因為輸出值是電壓。由于這些原因，所以，根據美國專利4737706的電路的精度不理想。在專利EP 1386173中，在串聯阻抗的該端上施加精確且快速的方波電壓，通過在半個周期中具有恒定的電壓水平的兩個電壓之間交替地移動整個電容測量電路，將串聯阻抗與電容測量電路的感測節點連接。將用這兩個電壓水平來定義方波，如果實現快速的低阻抗開關和低阻抗電壓源，并且，如果電流比較器快速且具有低輸入阻抗，那么，此電路產生比根據US 4737706的電路在感測節點上精確得多的方波，并且，滿足減小寄生電容的影響的重要條件。然而，根據EP 1386173的電容測量電路具有相當高的電源電壓是必須的限制，因為，除了對電流比較器等的電源電壓以外，具有可在此電源電壓之上和之下的某一電壓，以當上移和下移整個電路時，保持電源電流帶電。在實踐中，電路的電源電壓大約是比較器和其它部件的電源電壓的三倍，并且，在能耗是主要問題的時候，此高電源電壓一定是一個缺點。此外，整個電路的上移和下移產生較大的噪聲電壓，其干擾與電容測量電路連接的時間測量電路，以提供電容值。此外，根據US 4737706和根據EP 1386173的電容測量電路都有這樣的缺點加壓在串聯阻抗上的方波的精度取決于放大電路的特性，放大電路一方面必須非常精確地測量低電壓或低電量，另一方面必須非常快速且提供低輸入阻抗，以獲得精確的方波。方波的精度非常重要，因為用方波的每個周期的積分來確定電容的充電，這意味著，與具有完美方波的電容測量電路的周期相比，長上升和下降時間將減小周期的積分，并由此延長周期。因為上升和下降時間是取決于溫度的，所以精確方波的重要性是顯而易見的。在實踐中，方波典型地具有4毫秒的周期和典型地80ns的上升和下降時間(方波由美國專利4737706的運算放大器產生)，以及典型地20ns的上升和下降時間(方波由EP 1386173的電流放大器產生)。這些上升和下降時間(每個分別相當于4毫秒的周期的2%和0. 5% )，這再一次意味著，由兩個電路產生的方波與理想的分別差距4%和1%。隨著對精度的要求的不斷增加，通過減小這些上升時間，可獲得一個重要的優點。
發明內容
本發明的目的是，提供一種一開始提到的類型的改進的電容測量電路，但是沒有上述缺點。根據本發明，從分開的低阻抗電源在串聯阻抗上施加非常精確且非常快速的方波電壓，并且，用分開的高精度電流感測裝置執行串聯阻抗中的充電電流的測量，該高精度電流感測裝置串聯在低阻抗方波電源和串聯阻抗之間。在本發明的第一優選實施方式中，用分開的緩沖器執行方波產生，并用安裝在緩沖器和串聯阻抗之間的分開的電流傳感器和與參考電流相關聯的單個比較器，來執行充電電流的測量，以當來自電流傳感器和參考電流的信號的和與比較器的參考電平交叉 (cross)時，使電路開關或者說切換(switch)。如果將比較器的參考電平選擇為接近零，那么，比較器的放大系數不會影響開關電平。串聯阻抗優選地但并非必須地由這樣的待測量的電容組成，待測量的電容的一端接地另一端通過電阻器與電流傳感器連接。在本發明的此實施方式中，證明了在兩個分開的單元中將幾乎完美的方波的產生與充電電流的精確測量分開的優點。在本發明的第二優選實施方式中，用分開的緩沖器執行方波產生，并用安裝在緩沖器和串聯阻抗之間的分開的電流傳感器和兩個分開的比較器，來執行充電電流的測量， 以當來自電流傳感器的信號分別與正感測和負感測比較器的參考電平交叉(cross)時，使電路開關。在本發明的第三優選實施方式中，用分開的緩沖器執行方波產生，并用安裝在緩沖器和串聯阻抗之間的分開的電流傳感器和兩個分開的比較器，來執行充電電流的測量， 以當來自電流傳感器的信號分別與正感測和負感測比較器的由偏壓電阻器設置的參考電平交叉時，使電路開關。在此實施方式中，兩個比較器連續地感測充電電流，邏輯單元切換適當的比較器輸出，以控制緩沖器，并且一個比較器在方波的高電平處操作，另一個在方波的低電平處操作，這不太需要比較器的共態抑制(common mode rejection)。在本發明的第四優選實施方式中，用分開的緩沖器執行方波產生，并用安裝在緩沖器和串聯阻抗之間的分開的電流傳感器和單個具有偏壓電流的比較器，來執行充電電流的測量，通過邏輯單元使緩沖器開關。在本發明的第五優選實施方式中，用分開的緩沖器執行方波產生，并用安裝在緩沖器和串聯阻抗之間的分開的電流傳感器和單個具有偏壓電流的比較器，來執行充電電流的測量，通過邏輯單元使緩沖器開關。用于比較器的電源的自舉電路不太需要比較器的共態范圍和共態抑制。在本發明的第六實施方式中，通過多路復用電路，將感測節點與包括多個傳感器電容的多個串聯阻抗連接。此實施方式具有這樣的優點用相同的電路測量幾個傳感器電容，這使得該實例可能使用不同的測量方法。
現在將進一步詳細地描述本發明，其中，
圖1示出了根據本發明的電路的一個優選實施方式。圖2示出了來自緩沖器的方波電壓。圖3示出了通過串聯阻抗Rt的充電電流，具有快速轉移和這些轉移之間的成指數變化的充電電流。圖4示出了所測電容上的電壓。圖5示出了來自產生參考電流的緩沖器的方波。圖6示出了根據本發明的電路的另一優選實施方式，兩個分開的比較器具有已編程的開關電平。圖7示出了根據本發明的電路的另一優選實施方式，兩個分開的比較器具有由偏壓電路限定的開關電平。圖8示出了根據本發明的電路的另一優選實施方式，一個比較器具有由偏壓電路限定的開關電平。圖9示出了根據本發明的電路的另一優選實施方式，一個比較器具有由偏壓電路和用于比較器的自舉電源限定的開關電平。
具體實施例方式圖1的電容測量電路包含具有輸出電壓Ug的緩沖器Bi，其通過電流傳感器CS，通過開關SWl與串聯阻抗Rtl/Ctl或者Rt2/Ct2連接。用比較器K測量來自電流傳感器CS的輸出信號Um0用緩沖器B2和電阻器RS產生參考電流。緩沖器Bl具有電源電壓Udl和Usl，其典型地是士 2. 5VDC，并且，緩沖器B2具有電源電壓Ud2和Us2，其均必須比Bl的電源電壓高。圖5中示出了緩沖器B2的輸出電壓。比較器K具有電源電壓Udk和Usk，其必須足夠高，以確保來自CS的信號不會超過 K的共態電壓。當Bl的輸出電壓(在圖2中示出)達到正值Udl時，通過電流傳感器CS、開關SWl 和一組串聯阻抗Rt/Ct的串聯連接，注入充電電流Jrt (在圖3中示出)。同時，緩沖器B2通過電阻器RS將正參考電流Jt+注入到電流傳感器CS和開關 SWl之間的連接節點中。通過理想的緩沖器，并通過CS的非常低的串聯的阻抗，Jt+具有值(Ud2_Udl)/RS。當充電電流降至水平Jt+時，比較器K通過邏輯單元L將緩沖器Bl切換至負值 Usl，并且，產生具有由Rt/Ct的值和不同電壓控制的周期的振蕩。在圖4中，可能將未測量的電容Ct上的電壓與圖3中的所測得的充電電流Jrt進行比較，以更好地理解根據本發明的電容測量電路的功能。邏輯單元L控制緩沖器、比較器和開關之間的相互作用，并且，對于一定數量的振蕩，可能用每個Rt/Ct組合和關于Rtl/Ctl何時是活動的信息，以開始和停止脈沖對時間測量系統提供信息。通過分開的緩沖器，可能獲得小于5ns的上升和下降時間以及小于IOohm的輸出阻抗，其中所述分開的緩沖器被優化，以僅獲得幾乎完美的方波。
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通過以非常快速的運算放大器為基礎的比較器(具有lOOOV/ms的回轉速度和 0. 5nV的非常低的噪聲電壓，并且，其僅必須測量充電電流)，可能獲得非常高精度的電流測量。可能通過相對于Rt的值增加或減小電流傳感器CS的串聯阻抗，來交換電流傳感器CS的信號電壓并由此交換噪聲和寄生電容的影響的減小。電流傳感器可能采用簡單的低值電阻器、電流互感器或任何其它可從充電電流的值提供精確信號的裝置的形式。根據本發明的電容測量電路的一個非常重要的特性是，當保持電流傳感器的串聯阻抗的值恒定時，該值對充電電流的精度沒有影響。圖6的電容測量電路包含具有輸出電壓Ug的緩沖器B，其通過電流傳感器CS，以及通過開關SWl與串聯阻抗Rtl/Ctl或與Rt2/Ct2連接。分別用兩個分開的比較器K+和K-測量正負充電電流，將這兩個比較器優化為在 Ud和Us的電平附近操作，并且，這兩個比較器分別具有觸發電平REF+和REF-。圖7的電容測量電路包含具有輸出電壓Ug的緩沖器B，其通過電流傳感器CS，以及通過開關SWl與串聯阻抗Rtl/Ctl連接或與Rt2/Ct2連接。分別用兩個分開的比較器K+和K-測量正負充電電流，將這兩個比較器優化為分別在Ud和Us的電平附近操作。用電阻器網絡R1/R2和R3/R4對比較器加偏壓，并將比較器優化為在兩個比較器輸入之間的大約零電壓差處觸發。圖8的電容測量電路包含具有輸出電壓Ug的緩沖器B，其通過電流傳感器CS，通過開關SWl與串聯阻抗Rtl/Ctl或者與Rt2/Ct2連接。用比較器K測量正負充電電流，用電阻器網絡Rl和R2/R4對比較器K加偏壓，并將比較器優化為在兩個比較器輸入之間的大約零電壓差處觸發。因為僅使用具有大約零電壓的觸發電平的一個比較器，所以獲得這樣一個重要的優點比較器的觸發電平的移動將不會導致周期的變化，而是僅導致振蕩的兩個半周期的相對變化。圖9的電容測量電路包含具有輸出電壓Ug的緩沖器B，其通過電流傳感器CS，通過開關SWl與串聯阻抗Rtl/Ctl或者與Rt2/Ct2連接。用比較器K測量正負充電電流，用電阻器網絡Rl和R2/R4對比較器K加偏壓，并將比較器優化為在兩個比較器輸入之間在大約零電壓差處觸發。通過從B的輸出自舉電壓Vd和Vs，通過電阻器R5/R6和電容C1/C2，產生用于比較器K的電源電壓Vdk和Vsk。因此，比較器K的共態范圍和共態抑制的規格根本不重要。因為僅使用具有大約零電壓的觸發電平的一個比較器，所以獲得這樣一個重要的優點比較器的觸發電平的移動將不會導致周期的變化，而是僅導致振蕩的兩個半周期的相對變化。在將快速的低噪聲運算放大器實現為比較器的地方，可能有利地將反饋阻抗從輸出連接至運算放大器的反相輸入，以提供穩定的放大系數。由于這里已經示出并描述了本發明的一個優選實施方式的事實，對于本領域的技術人員來說將顯而易見的是，可能對這里具體公開的形式進行修改和改進。 因此，本發明不限于具體公開的形式，例如，電源電壓可能采用更高或更低的值。
權利要求
1.一種電容測量電路，包括振蕩電路，其中，傳感器電容形成兩個或多個串聯阻抗的鏈接，其僅在串聯連接的終端與所述電容測量電路連接，并且其中，傳感器電容的一端是與恒壓連接的串聯連接的終端，并且串聯連接的另一終端與感測節點連接，所述感測節點以方波電壓振蕩，以在每半個周期的過程中保持恒壓水平，并且，所述感測節點同時感測流入串聯的阻抗中的充電電流，以使得在已將由此感測的充電電流改變至預定水平的時候能夠觸發所述電容測量電路，其特征在于，從分開的高速、低阻抗電源在串聯阻抗上施加方波電壓，并且用分開的高精度電流感測裝置執行注入到串聯阻抗中的充電電流的測量，所述高精度電流感測裝置串聯在低阻抗方波電源和串聯阻抗之間。
2.根據權利要求1所述的電容測量電路，其特征在于，參考電流并行于來自所述電流傳感器的充電電流而注入到串聯阻抗中。
3.根據權利要求1所述的電容測量電路，其特征在于，當來自所述電流傳感器的信號分別與正感測和負感測比較器的參考電平交叉時，兩個分開的比較器使電路開關。
4.根據權利要求1所述的電容測量電路，其特征在于，當來自所述電流傳感器的信號分別與正感測和負感測比較器的由偏壓電阻器設置的參考電平交叉時，兩個分開的比較器使電路切換。
5.根據權利要求1所述的電容測量電路，其特征在于， 單個具有偏壓電路的比較器通過邏輯單元使電路開關。
6.根據權利要求1所述的電容測量電路，其特征在于，單個具有偏壓電路的比較器通過邏輯單元并通過所述比較器的電源的自舉使電路開關。
7.根據權利要求1至權利要求6所述的電容測量電路，其特征在于，所述電流傳感器通過多路復用電路與包括多個傳感器電容的多個串聯阻抗連接。
全文摘要
一種電容測量電路，包括振蕩電路(B1，CS，K，L，Rt1，Rt2，Ct1，Ct2)，其中，傳感器電容形成兩個或多個串聯的阻抗(Rt1，Rt2，Ct1，Ct2)的鏈接，并且其中，從分開的高速、低阻抗電源(B1)在串聯阻抗上施加方波電壓，并且用分開的高精度電流感測裝置(CS)執行串聯阻抗中的充電電流的測量，所述高精度電流感測裝置在低阻抗方波電源和串聯阻抗之間串聯。
文檔編號G01R27/26GK102203624SQ200980143658
公開日2011年9月28日 申請日期2009年10月29日 優先權日2008年11月2日
發明者尼爾斯·奧格·尤爾·艾勒森 申請人:西門子公司