Cboc擴展波形調制的無線電導航信號的接收方法和接收機的制作方法

專利名稱：Cboc擴展波形調制的無線電導航信號的接收方法和接收機的制作方法
技術領域：
本發明涉及用于由CBOC擴展波形調制的無線電導4元信號的 ^妄4欠方、法^^妄4欠才幾。
背景技術：
i者^口GPS (全3求定^立系統)、Galileo、 GLONASS、 QZSS等的
衛星定位系統均使用"擴展頻譜"調制的導航信號。這些信號必須 具有由周期性重復的數字序列組成的偽隨機碼，該偽隨機碼的主要 功能在于允許碼分多址(CDMA)以及才是供對由衛星傳送的信號的 傳播時間的精確測量。衛星定位信號也可以附帶的攜帶有用數據。
在GPS情況下，這些導航J言號在中心頻率為1575.42 MHz的 Ll頻帶以及中心頻率為1227.6 MHz的L2頻帶中傳送。在GPS的 現代化進程中，將會增加中心頻率為1176.45 MHz的L5頻帶。 Galileo星座的衛星爿奪會在以下的頻帶中進4亍傳送E2-L1-E1 (與 GPS相同的中間頻帶L1的部分)、E5a (根據Galileo命名，其為用 于GPS的L5頻帶)、E5b (中心頻率為1207.14 MHz)以及E6 (中 心頻率為1278.75 MHz )。
通過對這些中心(載波)頻率進行調制來形成這些導航信號。 為了建立這些導航信號，已經確立了或者至少是考慮了多種調制方 案。為確保GPS和Galileo系統的互操作性和兼容性，美國和歐盟
4在涉及兩個系統均使用到的Ll頻帶中的信號調制方案的一些方面
達成一致。從Hein等人在2006年5/6月的InsideGNSS第57-65頁 上發表的"MBOC:推薦用于GALILEO Ll OS和GPS L1C的新最 4尤4匕擴展調制(MBOC: The New Optimized Spreading Modulation Recommended for GALILEO Ll OS and GPS L1C )，，中可以4尋到所才是 出的調制方案的更多細節。
已知被選作調制Galileo OS Ll信號的候選方案的調制方案之 一稱為"CBOC調制"(來自"復合二進制偏移載波(Composite Binary Offset Carrier)")。調制載波的CBOC擴展波形是第一 BOC (l，l )波形和第二BOC (m，l )波形的線性組合。BOC是"二進制 偏移載波(Binary Offset Carrier)"的縮寫。通常，BOC ( n,m )是 由下式定義的時間t的函凄史
舶C("， = Cm (/) [sin(2;r厶0]
其中，Cj)是在取值為+ 1或-1的條件下的碼片速率為mx1.023 Mcps的偽隨才幾碼，以及厶是頻率"x 1.023 MHz。施加纟合n和m的一 個條件是比例2n/m為整數。在Galileo開放式服務(OS )的情況下， 碼片速率被設置為1.023 Mcps(兆碼片每秒)。在這種情況下，CBOC 波形可以^皮寫為
Cj50C("！ , = F SOC(l, + w. , l)( )
其中，V和W是用于定義BOC(l,l)和BOC(m,l)分量的相對權 重的實系凄t。在CBOC波形的情況下，兩個BOC分量具有相同的
偽隨纟幾;馬。
CBOC波形可以被認為是例如在第05 290 083.4號歐洲專利申 請中描述的復合波形族中的特殊成員。該文件還描述了用于接收由復合波形調制的信號的方法。根據描述的第一種方法，對由CBOC 波形調制的輸入信號和該CBOC波形的本地復本進行相關。該解決 方案意p未著在接收機處產生復本的CBOC。因此，在相關器的輸入 端實施四級量化是必要的，四級量化需要至少2位的結構。根據描 述的第二種方法，分別在輸入信號和第一 BOC分量的本地復本之 間、以及在輸入信號和第二 BOC分量的本地復本之間進行相關。 然后，對兩次相關的結果進4于組合。在這種解決方案中，這些本地 復本是1位的，這相對于第一種解決方案來說，可以認為是有利的。 與第一種解決方案相比，在其它所有條件相等的情況下，要付出的 代價是兩倍的相關操作數量。

發明內容
本發明的 一個目的是提出 一種用于接收由復合擴展波形調制 的無線電導航信號的新方法。
通過才艮據4又利要求1的方法來實if見該目的。
為接收由復合波形調制的無線電導航信號，提出對本地波形和 復合波形在持續時間T的時間間隔上執行相關，其中，所述復合波 形包4舌帶有實系凄t的^9C(巧,m)分量和^9C( ，w)分量的線性組合，n, 與 不同。才艮據本發明的重要方面，本地波形是在該時間間隔上由 包4舌至少一,殳^9C(",，m)波形和至少一^殳^9C( ，w)波形的交^^連4妾來 形成的二進制波形，該至少一,殳fiOC(n，,m)具有總持續時間a:r,"嚴
格地介于0和1之間，該至少一段^%:("2^)具有總持續時間(1-。 與上述接收方法不同，根據本發明的方法不涉及超過兩級的波形， 并且不需要大量的相關器。
在本發明的^尤選實施例中，SOC化，m)和^9C( ,w)分量具有相同
的偽隨枳』碼，以及本;也波形具有所述偽隨才幾石馬的至少 一個預定部分。 -使用在衛星無線電導^t中的偽隨才幾碼完全是預定碼(在導頻信 道的情況下)或是包括預定部分和"數據"部分的碼(在數據信道 的情況下)。"數據"部分以明顯低于預定部分的碼片速率的符號速 率傳送。
其中，"2=1以及附=1，線性組合是由下式定義的C^9C(",，1)波形
OOC(", ， 1) = F -卵C(l, 1) + ff. 50C("', 1)
其中，V和W是實值權重系數。考慮到CBOC是未來Galileo OS Ll信號的候選，另外議定",=6。在一些情況下，對于接收CSOC(",，l) 信號，可以證明，"至少近似地等于參考值『/(K +『)是有利的。在 另外一些情況下，"小于或大于該參考值是更加適當的。
本地波形可以包括交替連接，該交替連接包括單段50C(",，)波 形和單段SOC( ,w)波形。在本發明的另一實施例中，該交替連接包
括總持續時間為ar的多段^x:("，，w)波形和/或總持續時間為(1-a)r
的多,殳3(9C("2，w)波形。
為實現根據本發明的方法，提出了一種能夠接收由復合波形調
制的無線電導航信號的接收機，該復合波形包括boc(a ， w)分量和
fioc( ，—分量的實值系#:的線性組合，a與 不同，該4妻收才幾包括 一組本地波形發生器和用于對本地波形和復合波形在持續時間T的
時間間隔上執行相關的相關器。具體地，本地波形發生器被配置為 產生本地二進制波形，該本地二進制波形是在所述時間間隔上由包
括至少一|殳50C(",，m)波形和至少一#殳^9C("2,m)波形的交^#連4妄來形
成的二進制波形，該至少一段^9C( w)具有總持續時間":r, a嚴格
地介于0和1之間，該至少一,殳萬(9C( ,w)具有總持續時間(l-a)r 。根據一個優選實施例，接收機包括控制單元，該控制單元作用
于該本地波形發生器以影響(a ) —段或多段5CC("，, m)和 一段或多段 SOC("2，w)的時序(temporal order )禾口/或(b ) —革殳或多l殳SOC(",，w)禾口 一段或多段SOC(^,)的持續時間。該實施例對適用于未來Galileo
OS Ll和GPS L1C信號的接收機特別有利。事實上，為GPS L1C 信號準備的調制是時間復用的BOC調制(TMBOC，時間復用的 BOC ),這種調制具有BOC(l,l)分量和BOC(6,l)分量。如果為Galileo OS Ll選擇的是CBOC(6,l)調制，則以同一個接收機接收兩種信號 是可能的。通過作用于多段BOC(l，l)和BOC(6，l)的時序和/或作用 于其持續時間，控制單元能夠使從GPS接收TMBOC或者從Galileo 接收CBOC的本地波形最佳化。


下面將參照附圖，通過非限制性實例對本發明的優選實施例進 ^f亍描述，其中
圖1是CBOC(6，l)波形的時間示意圖2是BOC( 1,1)波形和BOC(6,1)波形之間的相關性的示意圖； 圖3是具有不同—又重因子的兩個CBOC(6,l)波形的自相關示意
圖4是可以被用在根據本發明的方法中的本地二進制波形的時 間示意圖5示出了 CBOC(6，l,l/ll)的自才目關函凄史和CBOC(6，l，l/ll)與 如圖4所示的本地二進制波形之間的相關函數之間的對比；圖6示出了 CBOC(6，l,2/ll)和本地二進制波形之間的不同相關 函數；
圖7是在CBOC(6，l，l/ll)和CBOC(6,l，2/ll)的情況下作為參數
"的函凄t的C77V。比率的衰減示意圖8示出了在本地波形是CBOC(6,l)復合波形的情況下由多徑 引起的誤差包絡和在本地波形是如圖4中所示的二進制波形的情況 下由多徑引起的誤差包絡的對比；以及
圖9是能夠接收復合信號的接收機示意圖。
具體實施例方式
圖1示出了由下式定義的CBOC(6，l)波形10:
CSOC(6,1) = K 5(9C(1' _ Pf . 5(9C(6,腦
其中，V和W是^又重因子。下文中將用到下列標記法
50C(1' = CP 0) x( )以及 5OC(6,l)(0 = CP0)W) 其中，C^)表示兩個分量所共有的偽隨^L碼。
對于Galileo OSL1信號，耳又決于該信號的復用方案而考慮了 V 和W的不同值。更多細節能夠在Hein等人的InsideGNSS中的文章 中找到，所有的參考文獻均在導言中有所介紹。
為了介紹某些標記法并更好的解釋本發明的優點，下面將討論 一種跟蹤CBOC 10信號的方法，在第05 290 083.4號歐洲專利申請
9中描述了該方法的原理。在該方法中，—尋并列#丸4亍兩種相關 一種 是與本地復本BOC(l，l)以及一種是與本地復本BOC(6，1)。這些本 地復本為
(,)=Cp COS(27T /0f +
& (/) = CP (/)x(/) sin(2;r/0Z + ~2(/) = (^(/)鼎03(2兀/。, +
&2 (0 = CP (O;K,) sin(2;^ + ;)
其中，腳標I和Q表示本地副本的"同相(In-phase)"和"正 交(Quadrature)"分量，/。是載波頻率，以及卩是相位。
當CBOC信號與 相關時，可以得到下式
/, = JX,(,-r)OOC(卜r)力
r , ■、
=j"C"/ —f ),v(/ -tT)cos(2兀/;/)c尸(Z —,\:(/ -t)—『— "0》cos(2tc/^ +<
A = (^^soc(i,i)(&) - ^^soc(i,i)/floc(6,i)(^V))cos(^V)'
其中，；是本地副本信號的偽隨機碼的相位，根據接收到的信 號的偽隨機碼的相位r來對其進行估計，纟是本地副本信號的載波相
位，根據接收到的信號的栽波的相位^來對其進行估計，T是積分 間隔持續時間，^,,1)是80(^(1,1)波形的自相關函數，iW則縦(6.,)是BOC(l,l)波形和BOC(6，l)波形之間的相關函數，z"以及A .
~ = 0-- 。
以相同的方式，可以寫為
Gl = (^^BOC(l,)(^V)-^^OC(l,l)/SOC(6,l)(^V))sin(S》,
込=(7^oc(1,"/SOc(6,"Or) —^^":(w)OJ)sin(^),.
其中，A。c(w是BOC(6，l)波形的自相關函數。
通過對這些相關進行組合以及對如圖2所示的BOC(l,l)波形和BOC(6,l)波形之間的相關是對稱的這樣一個事實的利用，得到了CBOC波形的自相關函凄t:
以及
e = -『込=("^。⑧)(0 +『2^。c(w)(^) —2fW^。c(i,D體，)(^))sin(^)
圖3中示出了兩個CBOC波形的自相關12、 14。，支i殳凄t據信道和導頻信道各具有50%的信號功率，分數(indices) 1/11和2/11表示用于無線電導^/f言號的復用方案并參照BOC(l，l)和BOC(6,1)分量的確定— 又重。對于CBOC(6,1,1/11) ， V=0.383998以及W=0.121431 , 同時對于CBOC(6， 1,2/22) , V=0.358235 以及W=0.168874。參考標號12表示在CBOC(6，l，l/ll)情況下的自相關函數，以及參考標號14表示在CBOC(6,l，2/ll)情況下的自相關函數。
上述方法的缺點在于執行該方法所需要的相關器的數量。為了接收上面定義的CBOC(6，l)波形10，本發明提出對輸入信號與包括一段或多段純BOC(l，l)和一段或多段純BOC(6，l)的本地時間復用信號16進行相關。圖4示出了本地波形S,。e(r)的時間示意圖，該本
地波形在積分間隔的開始具有一段BOC(6，l)波形18,并在積分間隔的結尾具有一段BOC(l，l)波形20。本地波形16僅有兩個值(二進制波形)并因此能夠在一個位上進行編碼。本地波形16具有對CBOC(6,l)信號進行調制的偽隨機碼的已知部分。偽隨機碼的值的i 夭遷能夠在圖4的沖黃坐標4.07和4.11處看出。應當注意，本地波形16與調制輸入無線電導4元信號10的復合波形明顯不同。
以T表示積分間隔持續時間，"r表示一段或多段純BOC(6,1)18的總持續時間，其中，0<" < 1 ，以及pr表示一段或多段純BOC( 1,1)20的總持續時間，其中，- = 1-"。為分析由CBOC(6，l)波形10調制的無線電導4元信號和二進制本地波形16之間的相關結果，該相關可以一皮分解為
0 - - ， = J"- r)C50C(f - ， + { S/oc (, - - ，
0 0 a尸
再次利用在前述實例中所見到的，并，支i殳對應于間隔[o,"r]和r]的偽隨機碼的序列是向偽隨機碼的近似，則能夠做出以下近
似
122s(9C(6,1) = "(^^SOC(l,l)/S(9C(6,l)(^V) - ^^OC(6,l)(")Sin(S》，
=々(^^SOC(U)(^V)-附S(9C(l，l)，C(6,l)(^r》COS( )，以及 2膨、(1，"=々(^^"6>C(U)(~)-『"^(9C(l,l)/j30C(6,l)(^r))Sin(f》。
乂人而，相關變為
,1)/SOC(6,1)
(O + a固s。c(6,i)(X))sin(s》
可以看出，對于相近的乘法因子，為了得到與在CBOC自相關 函數12或14中相同的BOC(l，l)波形和BOC(6,l)波形的自相關函 凄t的才目^t貢獻，《 = W/(7 +『)以及/ = F/(7 +『)是必要的。
在CBOC(6,l，l/ll)方案的情況下，優選地選4奪a = 0.2403以及 / = 0.7597 。圖5 —方面示出了已經在圖2中示出了的CBOC(6,1,1/11) 的自相關函數12，并且另一方面示出了 CBOC(6,l,l/ll)和本地二進 制波形16之間的相關函凄t 22，其中a = 0.2403以及;5 = 0.7597 。由于考 慮到本地二進制波形16的特征，這意p未著在偽隨^L碼的4096個碼 片中，大約984個形成一^殳或多革殳BOC(6,l)波形以及3112個形成 一段或多4殳BOC(l，l)波形。
在CBOC(6,l，2/ll)的情況下，a = W/(r + "^^|"a = 0.3204以及 / = 0.6796 。在這種十青況下，在偽隨沖幾石馬的4096個石馬片中，大約1312 個形成一革殳或多革殳BOC(6,l)波形，以及2784個形成一,殳或多賴二 BOC(l，l)波形。圖6示出了在^f吏用CBOC(6,l，2/ll)方案10調制的無線電導4元 信號和本地時間復用二進制波形16之間根據參數a的不同值獲得 的相關函凄t24、 26、 28和30的力矣。可以看出，a的^f直能夠^f相關 函數的形狀起作用。當選擇《 = 0,能夠獲得曲線24，當選擇《 = 0.1時， 4尋至)J曲纟戔26,當選才奪"=0.2時，4f至)j曲線28 ^乂及當"=0.3日寸，4尋至'j 曲線30。根據a的值，中央峰32和副峰34均或多或少的變得更明
顯
圖7示出了 C/iV。比率的衰減，CW。比率即^接收到的信號比上噪
聲頻譜密度。因為RB。^,yB。c^)是對稱的并在0處具有值0，所以CW。
的衰減可以由以下7>式來計算
」 尸d CW (, +司2
degr/w =-=-7 = ^^~ 、.;，
c " jwto匿2 (72+『2)2
可替換地，其可以被寫作
圖7示出了在CBOC(6,1，1/11)(曲線36 )和CBOC(6，1，2/11)(曲 線38)的情況下C/iV。的衰減。可以看出，對于對應于本地波形是純 BOC(l,l)的情況的a-0的情況，與分配給BOC(6,l)(分別分配給1/11 和2/11 )的〗言號功率部分相關if關的衰減確實發生了 。在 CBOC(6，l，l/ll)的情況下，當《 = 0.2403時，C/iV。比率發生了 1.97 dB 的衰減。在CBOC(6,l,2/ll)的情況下，當a = 0.3204時，C/A^比率發 生了 2.56 dB的衰減。
圖8示出了 CBOC(6，l，l/ll)的實例，左邊的是在本地波形是相 應的復合CBOC(6，l)波形的情況下的多徑誤差包絡40，以及在右邊的是在本地波形是《 = 0.2403的時間復用二進制波形的情況下的多徑 誤差包絡42。應當注意，多徑誤差包絡40、 42在本質上是相同的。
仍然應當注意，獲得與CBOC自相關函數類似的具有一個比例 因子的相關函數不是使《的值最優的唯一標準。這是因為本地二進 制波形也可以凈爭別i也基于以下才示準來選"f奪(a) ^吏C7iV。比率的衰減
最小化，(b)使由于高斯白噪聲造成的跟蹤誤差最小化，(c)使輸 入信號和本地波形之間的相關函數的形狀最優，以及(d)減少多
徑誤差。因此，對于選擇"的值，有了一定的自由度。
圖9示出了用于接收例如CBOC信號的復合信號的接收機44 的接收信道的簡化示意圖。為了示出的目的，采用基帶處理信號而 不考慮本地載波。接收機44包括相關器組46,以舉例的方式示出 了三個。每個信道還可以有這些相關器46.1、 46.2、 46.3中的兩個 或甚至一個，{旦也可以有更多的相關器以減少例如采集時間和/或多 徑誤差。每個相關器均分別包括用于對輸入CBOC信號與本地二進 制波形&。c的復本進行混頻的混頻器48.1、 48.2、和48.3，并分別包 括對混頻信號進行積分以產生輸出信號的積分器50.1、 50.2、和 50.3。應當注意，為接收由衛星發送的多個信號，接收機需要多個 接收信道。對于接收機的每個接收信道，均具有這樣的相關器組， 該相關器組的輸出信號被組合以便在信號采集模式下形成接收到 的信號的能量的估計值，以及在信號跟蹤的模式下形成偽隨機碼的 鑒別器。
第一相關器46.1即"提前"相關器提供了輸入OOC(,-r)信號
和本地二進制S,。c(/-"A/n)波形的"提前"復本的相關值。應當記
得，r是接收到的信號的偽隨機碼的相位，以及纟是r的估計值。A是 碼片的持續時間，以及n確定碼片持續時間的分數，在該持續時間
上，本地二進制波形的復本相對于估計值纟"提前"。第二相關器46.2即"同相"相關器提供了輸入OOC(, - r)信號和本地二進制- r)波
形的"同相"復本波形的相關值。第三相關器46.3，即"延遲，，相
關器提供了輸入OOC(卜z")信號和本地二進制S/fX々-〗+A/")波形的 "延遲"復本的相關值。
為產生s丄。c0-"a/") 、 s鹿(,-))和s庶(卜)+a/";H言號，4妄4欠才幾44
包括發生器組。為了清楚的目的，僅示出提供本地波形的
S,。(々-r + 'A/n)復本波形的發生器52。發生器52由控制單元54控制。 發生器52可以包括例如數字受控振蕩器(NCO)。在這種情況下， N C O 4妾收對應于用于多普勒效應的才交正碼片速率失見定的4展蕩頻率 作為豐命入，以及確定NCO是1#出SOC("2，m)波形還是豐命出50C(",，w)波 形的二進制值作為輸入。二進制值由控制單元根據接收機的工作模 式來提供，即，根據接收機是工作在采集模式還是跟蹤模式，或其 接收的是CBOC信號還是TMBOC信號來提供。尤其，控制單元確 定一孚殳或多^殳50C(巧,m)和一l殳或多革殳SOC("2,w)的時序，以及一,殳或 多,史50C(",, w)和一l殳或多,爻SOC("2,m)的持續時間。
權利要求
1. 一種用于接收由復合波形調制的無線電導航信號的方法，所述復合波形包括帶有實系數的BOC(n1，m)分量和BOC(n2，m)分量的線性組合，n1與n2不同；其中，對本地波形和所述復合波形在持續時間T的時間間隔上進行相關，其特征在于，所述本地波形是在所述時間間隔上由包括至少一段BOC(n1，m)波形和至少一段BOC(n2，m)波形的交替連接來形成的二進制波形，所述至少一段BOC(n1，m)具有總持續時間αT，α嚴格地介于0和1之間，所述至少一段BOC(n2，m)具有總持續時間(1-α)T。
2. 4艮據權利要求1所述的方法，其中，所述^ C(巧,m)分量和所述 50C( ,w)分量具有相同的偽隨機碼，并且其中，所述本地波形具有所述偽隨才幾碼的至少 一 個預定部分。
3. 才艮據權利要求1或2所述的方法，其中，&=1并且01=1，因 此所述線性組合是由下式定義的CSOC(n,，1)波形CSOC(", ,1) = K. 50C(l'l) +『 SOC(",1) 其中，V和W是實片又重系凄t。
4. 根據權利要求1至3中任一項所述的方法，其中，"，=6。
5. 根據權利要求3或4所述的方法，其中，a至少近似地等于
6. 才艮據權利要求1至5中任一項所述的方法，其中，所述本地波形在所述時間間隔上由包括總持續時間為"r的多段soc(a，) 波形和總持續時間為(1-a)r的多革殳50C(^,w)波形的交替連接 形成。
7. —種能夠接收由復合波形調制的無線電導航信號的接收機，所述復合波形包4舌帶有實系凄t的j50C(",，w)分量和50C("2，m)分量 的線性組合，^與 不同，所述4妻收才幾包括本地波形發生器組和用于對所述本地波 形和所述復合波形在持續時間T的時間間隔上沖丸4亍相關的多 個相關器，所述接收機的特征在于，所述本地波形發生器被配置用 于產生本地二進制波形，所述本地二進制波形是在所述時間間 隔上由包4舌至少一革殳5(9C(",，m)〉皮開^和至少一4殳^X:("2,w);皮形 的交替連接來形成的二進制波形，所述至少一段5(9C(^,)具有總持續時間":r， a嚴才各地介于o和1之間，所述至少一段5(9C("2,w)具有總持續時間(1-a)r 。
8. 根據權利要求7所述的接收機，其特征在于，所述接收機包括控制單元，所述控制單元作用于所述本地波形發生器以影響所述一l史或多^殳SOC(",, w)和所述一革殳或多|殳3(9C("2，)的時序，禾口 /或所述一段或多段^X^,w)和所述一段或多段SOC(^，w)的持續時間。
9. 才艮據—又利要求7或8所述的接收才幾，其中，a = 6 、 =1以及w = 1 。
10. 根據權利要求7至9中的任一項所述的接收機的用途，用于接 收由復合波形調制的無線電導航信號，所述復合波形包括帶有 實系凄t的SOC(巧，m)分量和SOC", w)分量的線性組合，",與"2不同。
全文摘要
本發明提供了一種用于接收由復合波形調制的無線電導航信號的方法，該復合波形包括帶有實系數的分量BOC(n₁，m)和分量BOC(n₂，m)的線性組合，n₁與n₂不同，對本地波形和該復合波形在持續時間T的時間間隔上執行相關。本地波形是在該時間間隔上由包括來自BOC(n₁，m)的至少一段波形和來自BOC(n₂，m)的至少一段波形的交替連接來形成的二進制波形，該至少一段BOC(n₁，m)具有總持續時間αT，α嚴格地介于0和1之間，該至少一段BOC(n₂，m)具有總持續時間(1-α)T。
文檔編號G01S19/02GK101479623SQ200780023012
公開日2009年7月8日 申請日期2007年6月18日 優先權日2006年6月21日
發明者克里斯托夫·馬卡比奧, 利昂內爾·里斯, 奧利維耶·朱利安, 讓-盧卡·伊薩列 申請人:法國國家太空研究中心