專利名稱：數字模擬阻抗標準器的制作方法
技術領域：
本發明涉及一種數字電橋(或稱LCR阻抗測量儀)計量校準所用的標準器，特別是一種數字模擬阻抗標準器，它能給被校準的數字電橋提供標準的被測量值，通過標準值與顯示值的比較可以確定被校準數字電橋是否滿足其指標要求，適用于交流電壓與交流電流分開輸入的五端口或四端對數字電橋。
背景技術：
目前計量校準數字電橋(或稱LCR阻抗測量儀)的方法是采用以材料特性和空間結構為特征的實物量具，如標準電容器(箱)、標準電阻器(箱)、標準電感器(箱)，所依據檢定規程為《JJG441-86交流電橋計量檢定規程》。而實物標準量具實現的量值范圍較窄，為了實現大電容(100uF以上)也用到了基于變壓器阻抗變換原理的模擬大電容器。為了實現大電感(1000H以上)也用到了基于電阻和電容組合的四端阻抗網絡原理的模擬大電感器。在直流電阻測量儀的計量校準中，已經成熟應用了基于可控制電壓輸出或基于可控制電流輸出的直流模擬電阻器，以電壓與電流的比值為標準，計量校準直流電阻測量儀。這種以電壓與電流比值為電阻值標準，通過儀器輸出電壓、電流的方法成為本發明的技術背景。但直流模擬電阻不能在交流數字電橋中使用，不管是實物標準量具還是模擬大電容器、模擬大電感器，都不能實現自動化控制，且體積大、重量大、頻率范圍窄。
發明內容
本發明的技術解決問題克服現有的實物阻抗標準器不能自動化控制，且體積大、重量大、頻率范圍窄的缺點，提供一種數字模擬阻抗標準器，它能夠在大范圍(電容100pF～1F，電感100uH～1000H，電阻0.01Ω～1MΩ)，和寬頻率(100Hz～1MHz)下產生與標準的實物阻抗量具相同的模擬量值，(如標準電阻、標準電容、標準電感)，也能夠輸出幅值和相位任意組合的阻抗量值，相對測量不確定度最佳點可小于1.5×10-4，年穩定度最佳點可小于1.5×10-4。
本發明解決技術方案數字模擬阻抗標準器，其特點在于它包括兩路數字波形合成器、CPU處理器、V-V比例器、V-I分流器、前置放大器和信號整形電路、頻率跟蹤與倍頻鎖相和地址計數器，其中兩路數字波形合成器由兩個雙口RAM波形存儲器、用于產生數字量值與參考電壓乘積的兩個乘法器型D/A芯片、為乘法器型D/A芯片提供參考電壓和電壓幅值比的兩個靜態幅值D/A組成，CPU處理器分別與數字波形合器中的兩個雙口RAM波形存儲器相接，用于從正弦函數表中抽取電壓和電流波形分別存入兩個雙口RAM波形存儲器中，兩個乘法器型D/A芯片分別從雙口RAM波形存儲器中取出再造的正弦波形送至V-V比例器和V-I分流器中，V-V比例器用于電壓幅值的比例調節，其輸出接至數字電橋的電壓測試端，V-I電流器用于將正弦波電壓轉變成電流，其輸出端接至數字電橋的電流測試低端，以該電流測試低端作為虛地點；同時取數字電橋的電流測試高端信號經過前置放大器和信號整形電路、頻率跟蹤與鎖相倍頻送至地址計數器中，使輸出的兩路電壓和電流波形的相位差始終保持不變，且與輸入信號頻率相同。
本發明的原理阻抗的本質是比例關系，其相位也反映著比例關系，數字電橋所測量的也是比例關系，所以用數字比例實現模擬阻抗的方法稱為數字模擬阻抗。本發明采用兩路數字波形合成器輸出兩路正弦波形，一路通過電壓量程比例變化后將交流電壓信號送到數字電橋的電壓測試端，另一路通過電壓-電流變換后將交流電流信號送到數字電橋的電流測試低端，所輸出的電壓信號和電流信號在計算機控制下形成穩定的幅值比例關系和穩定的相位差關系。
數字波形合成是將存儲器中的數字波形一個接一個字節地按時鐘節拍送到數模轉換器D/A上，輸出模擬信號，這里稱為“動態波形D/A”。這是現有技術，但是要使兩路數字波形合成的正弦波形可任意設置幅值比例，而又不會失真，只有采用乘法型D/A芯片作為動態波形D/A，如MAXIM502，AD7543，LCT1597A，或類似的電阻網絡分流原理的乘法器型數模轉換器等。這類乘法型D/A的輸出量是數字量值與參考電壓的乘積，讓動態波形D/A輸出滿度保真的數字正弦波形；另外再采用兩個D/A芯片提供其參考電壓，稱為“靜態幅值D/A”，兩路靜態幅值D/A的數字量形成所需要的數字幅值比，由于靜態幅值D/A的參考電壓取自同一個電壓基準器，在比例公式中該參考電壓約去，影響消失了，其數字量比值就成為復現阻抗幅值比例的本質因素。
數字模擬阻抗欲模擬特定阻抗之前先進行幅值比例和相位差計算，然后通過數字波形合成器輸出，為了達到更準確的標稱值輸出，還要修正系統誤差，希望相位差的調節細度越小越好。但是量化誤差總是存在的，相位量化誤差的存在是因為數字波形存在幅值量化造成的。動態幅值D/A位數與相位分辨力成正比，D/A的量化誤差也決定了相位的量化誤差，本發明給出的關系如下Δθ=ΔyAcosθ-ΔAAtanθ]]>式中A----正弦信號幅值，對于數字波形A＝2N-1-1，N是D/A的位數。
Δy----正弦波的最小量化臺階，對于D/A來說等于1。
Δθ-----正弦波相角最小量化值，單位為弧度。
從公式來看，A＝2N-1-1是常量，第二項為零，當θ＝0時Δθ=12N-1-1,]]>所以N位D/A所產生的波形最小相位差為Δθ=12N-1-1]]>弧度，最小相位差僅與幅值量化分辨力有關。選用10位以上D/A可滿足相位分辨力0.011°要求。以每周期數字波形有M個內插點為例，兩個波形存儲器存入不同相位的波形，這種方法稱為“正弦波形再造法”，同一個地址中，兩套數字波形存儲器的兩數值，相位取值都不一樣。以電壓波形存儲器相位為零，電流波形存儲器相位為θ，動態幅值D/A位數N，則計算如下
電壓波形yi=[2N-1sin(2πiM)]---(i=0,1,...,M-1)]]>電流波形yi=[2N-1sin(2πiM+θπ180)]---(i=0,1,...,M-1)]]>[.]號表示取整數。
M個波形點可以用計算機計算其幅值，也可以事先構造好正弦函數表，yi=[2N-1sin(2πi2N+2)]---(i=0,1,...,2(N+2)-1).]]>存在ROM中，從計算好的起始相位點，等間隔地抽取表中數值，若初始相位θ(-90°，270°)，則初始地址偏移p=[θ360×2N+2];]]>每周期內插M點，從正弦表中抽取這些點的值，抽取間隔為d=2N+2M;]]>第0個點的位置在a0＝p，第1個點在a1＝p+d，第i點在ai＝p+id，.......，aM-1＝p+(M-1)d，aM＝a0。可以僅在ROM中存入半個周期正弦函數，利用鏡像法獲得函數值，以節省ROM存儲空間。所以，本發明兩路動態幅值D/A從各自的波形存儲器中取出再造的正弦波形，每周期M點(M＝8，32，64，128)，共用一個地址發生器，一個時鐘驅動，所以兩路波形的相位差將始終保持不變。
電壓輸出較小時，(小于0.1Vp-p情況)乘法型D/A出現非線性，而且信噪比降低，所以輸出小信號交流電壓要采用電壓比例器V-V比例器，起到量程變換的作用，比例為1∶1，10∶1，100∶1，1000∶1，10000∶1，為了適用較寬頻率范圍，采用電阻分壓技術方案，即使用金屬膜電阻制作，電壓比例器的幅頻特性和相頻特性也不理想，為了追求穩定性技術指標，把各頻點上的比例誤差和相位誤差作為可修正的固定誤差項，因此每個比例器需要在每個頻率點(100Hz，1kHz，10kHz，100kHz，1MHz)上有一個幅值比例修正系數和一個相位差修正值。
電流輸出是用電壓-電流變換器V-I分流器獲得的，因為電流輸出到數字電橋的虛地點，這個虛地點也是數字模擬阻抗標準器的零電位參考點，所以電壓-電流變換器設計成簡單的基于歐姆定律的電阻分流器，即單只電阻。在較寬頻率范圍下，電阻器的幅頻特性和相頻特性也不理想，為了追求穩定性技術指標，把各頻點上的比例誤差和相位誤差作為可修正的固定誤差項，因此每個分流器需要在每個頻率點(100Hz，1kHz，10kHz，100kHz，1MHz)上有一個幅值修正系數和一個相位修正值。挑選出比例器和分流器的溫度系數符號一致，溫度系數之差在2.5×10-5/℃時，可以補償溫度對整體穩定性的影響，因此可放寬對電阻溫度系數的要求。利用修正系數來消除固有偏差，對阻值精度不做嚴格要求。
數字電橋以電流測量輸入端為虛地點，本發明利用該點作為系統參考電位，電壓-電流變換器V-I分流器也因此方案得以簡化，所以本系統設計上是整體浮地的。僅當數字模擬阻抗與電橋測試端連接后，本系統才獲得了與數字電橋虛地點等電位的參考地電平。可選用電池供電的方法或隔離變壓器供電的方法實現浮地設計。浮地的另一個好處是適應了“四端對”數字電橋的接口要求。采用高輸入阻抗的電壓跟隨器獲得虛地點的電位，不影響電流測試，電壓跟隨器的輸出給數字電橋電壓低端PL提供參考電位，接上數字電橋后本系統因此獲得了固定的參考電位。
數字模擬阻抗標準器輸出的交流電壓和交流電流信號要與數字電橋信號源的頻率相同，該頻率再經過M倍的倍頻提供給地址發生器作為時鐘驅動，選用鎖相倍頻技術方案。為了適應從100Hz到1MHz的信號源頻率，鎖相環中壓控振蕩器VCO中心頻率固定在16MHz，頻率控制范圍9MHz～25MHz，鑒相器采用數字沿觸發鑒相器，分頻器設計成17級2分頻T觸發器，根據輸入信號頻率和輸出倍數選擇分頻器的級數和倍數抽頭。分頻器電路和控制寄存器設計在可編程門陣列中，控制寄存器連接單片機總線，有外設地址。
為了獲取數字電橋信號源的頻率信息，設計了前置放大器和信號整形電路，為了不讓數字電橋的電流輸出端的電位通過內部電阻干擾電壓測量功能，前置放大器把數字電橋的電流測試高端虛地連接。
本發明與現有技術相比的有益效果是本發明采用兩路正弦波形乘法器型D/A，和兩路靜態D/A，消除參考電壓影響，在波形存儲器中采用數字正弦波再造法，實現了最小數字量化相位差。硬件以電壓比例器和電壓-電流分流器為輸出，以電流測量輸出端為虛地點，作為系統參考電位，獲得了與數字電橋虛地點等電位的參考地電平，系統浮地。跟蹤數字電橋信號源頻率，鎖相倍頻，提供數字波形驅動時鐘。采用修正系數克服了硬件系統偏差，提高了穩定性和準確度，而且實現了全自動化的數字電橋校準技術，替代了傳統的實物標準器，便于攜帶，通信和遠程控制，提高了計量校準的效率。
圖1是本發明的電路原理框圖；圖2為本發明中的雙路數字波形合成電路圖；圖3為本發明在ROM存儲器中的正弦表函數圖；圖4為本發明中的V-V比例器電路圖；圖5為本發明中的V-I分流器電路圖；圖6為本發明的輸出電壓跟隨器對五端數字電橋的連接電路圖；圖7為本發明的輸出電壓跟隨器對四端對數字電橋的連接電路圖；圖8為本發明的前置放大器與信號整形電路圖；圖9為本發明的頻率跟蹤與鎖相倍頻電路圖；圖10為本發明的替代法校準線路；圖11為本發明的數字模擬阻抗標準器軟件結構框圖；圖12為本發明的數字模擬阻抗執行軟件流程框圖；圖13為本發明的數字模擬阻抗操作軟件流程框圖。
具體實施例方式
如圖1、2所示，本發明由單片機作為CPU處理器控制整個系統，單片機通過RS232接口與上位計算機連接，在上位計算機上利用LABVIEW平臺編制操作程序，根據欲模擬的阻抗值，計算的輸出相關的參數，如電壓數字幅值和V-V比例值，電流數字幅值和V-I分流值，電壓波形的啟始相位點和抽取間隔，電流波形的啟始相位點和抽取間隔，每周期插入的點數，測量頻率等，其中幅值比例和相位差數據都經過修正計算。這些數據通過自定義的簡單協議傳送到單片機處理器上，單片機根據數據設置頻率跟蹤單元的分頻數，每周期點數，V-V比例器的開關，V-I分流器的開關，接地點開關，電壓靜態幅值D/A數值，電流靜態幅值D/A幅值。單片機還要從正弦函數表中抽取波形點分別存入電壓和電流兩個雙口RAM波形存儲器。
模擬阻抗Z＝U/I，動態波形D/A輸出電壓幅值為UV＝DVref1，UI＝DVref2，數字正弦波形按滿度幅值輸出，D代表數字正弦波形數值序列。靜態幅值D/A輸出電壓Vref1＝DVVr，Vref2＝DIVr。V-V比例器使輸出波形按10倍量程的比例K進行變換，U＝KUV；V-I分流器利用電阻分流器G，使輸出電壓變成電流，I＝GUI。所以Z=UI=KUVGUI=KDVref1GDVref2=KDDVVrGDDIVr=KDVGDI]]>模擬阻抗是由固定的分壓比例K、分流比例G、以及數字比例DV/DI決定的。數字模擬阻抗的意義在于數字比例DV/DI可以微調修正K、G的系統誤差，而且DV/DI的數值在理論上絕對穩定。DV和DI是靜態數字量，對于16位D/A而言其動態范圍是1/65536～1。在兩個動態波形存儲器中的正弦波形都是數字波形，幅值相同，相位差可根據計算來確定，而且相位差理論上絕對穩定。V-V比例器的K，和I-V分流器的G，是電阻網絡組成的，雖然系統誤差可以用數字量DV和DI以及波形相移來修正，但是電阻網絡的變化成為影響數字模擬阻抗穩定性的主要原因。
如圖2所示為本發明的兩路數字波形合成電路圖。雙口RAM存儲器為8k×16存儲器，用于保存以M點(M為2的整數次冪，如128，64，16，8)為周期的正弦波數字序列，在地址計數器時鐘驅動下(地址計數器是12位二進制同步計數器，靠自然溢出回零)依次將電壓和電流數字流形序列送到兩個乘法器型D/A，由兩個乘法器型D/A輸出正弦波形，兩個靜態D/A給兩個乘法器型D/A提供靜態的幅值電壓，在靜態D/A中實現幅值比例關系。圖2中靜態D/A構造幅值比例，K＝DV/DI，DV是電壓波形峰峰值，存儲在電壓幅值鎖存器中，DI是電流波形峰峰值，存儲在電流幅值鎖存器中。因為他們共同使用一個參考電壓基準10V，在運算比例時，基準的變化影響被消除了。乘法器型D/A用于構造正弦波形，兩個雙口RAM波形存儲器中的數字序列，周期和幅值一樣但是相位不同，乘法器型D/A產生的是電壓波形，為了減小線性誤差和保證足夠的分辨力，限制輸出電壓峰值在0.7V～10V之間，所以還需要經過V-V比例器和V-I分流器輸出到數字電橋。在輸出電路之前的正弦波幅值比例為KU=DVVrefDIVref=DVDI.]]>雙口RAM波形存儲器中的波形以M個點為周期，首尾連接全部填充，M為每周期內插點數。每個雙口RAM波形存儲器和用于存放電壓和電流幅值的鎖存器都連接單片機總線，有獨立的外設地址。
圖3是事先存儲在單片機中ROM存儲器里的正弦表函數圖。一個完整的正弦函數表一個周期有2N+2個內插點，yi=[2N-1sin(2πi2N+2)]]]>(i＝0，1，....，2(N+2)-1)，式中[]表示四舍五入取整。從正弦函數表中等間隔地抽取M個點，構造每周期M點的正弦波形，抽取地址間隔為d=2N+2M.]]>由于ROM存儲器容量有限，實際只存半周期(-90°，90°)點數，查表方法如下1)根據初始相位，(-90°，270°)決定查表的初始地址偏移pp=[θ360×2N+2]+2N;]]>2)每周期內插M點，從正弦表中抽取這些點的值，抽取間隔為d=2N+2M;]]>第0個點的位置在a0＝p，第1個點在a1＝p+d，第i點在ai＝p+id，....aM-1＝p+(M-1)d，aM＝a0，3)若查表地址ai超過2N+1，則應鏡像計算地址，保證不超過函數表邊界。有以下幾種情況{IF 0＜＝ai＜2N+1，THEN直接抽取偏移地址ai單元的數值，返回；ELSE IF 2N+1＜＝ai＜2N+2，THEN鏡像計算偏移地址bi＝2N+2-ai，抽取bi單元的數值，返回；ELSE IF 2N+2＜＝ai，THEN做整周期偏移ai＝ai＝2N+2，重新第一步IF；｝如圖4所示，為本發明的V-V比例器電路圖。從乘法器型D/A輸出的電壓有效值為0.7V～7.07V，實際模擬阻抗往往要輸出毫伏級電壓，V-V電路就是為了完成電壓輸出整數比例變換的電路，需要的比例為1∶1，10∶1，100∶1，1000∶1，10000∶1五種。轉換開關為繼電器，其驅動電路采用MC1413，鎖存器連接單片機總線，有獨立外設地址。
電壓輸出較小(小于0.1Vp-p情況)時，乘法型D/A出現非線性，而且信噪比降低，所以輸出小信號交流電壓要采用電壓比例器V-V比例器，起到量程變換的作用，比例為1∶1，10∶1，100∶1，1000∶1，10000∶1，為了適用較寬頻率范圍，采用電阻分壓技術方案，即使用金屬膜電阻制作，電壓比例器的幅頻特性和相頻特性也不理想，為了追求穩定性技術指標，把各頻點上的比例誤差和相位誤差作為可修正的固定誤差項，因此每個比例器需要在每個頻率點100Hz，1kHz，10kHz，100kHz，1MHz上有一個幅值比例修正系數和一個相位差修正值，關于于修正系統詳見后面的介紹。
圖5是V-I分流器電路圖。電流輸出是用電壓-電流變換器V-I分流器獲得的，因為電流輸出到數字電橋的虛地點，這個虛地點也是數字模擬阻抗標準器的零電位參考點，所以電壓-電流變換器設計成簡單的基于歐姆定律的電阻分流器，即單只電阻。在較寬頻率范圍下，電阻器的幅頻特性和相頻特性也不理想，為了追求穩定性技術指標，把各頻點上的比例誤差和相位誤差作為可修正的固定誤差項，因此每個分流器需要在每個頻率點100Hz，1kHz，10kHz，100kHz，1MHz上有一個幅值修正系數和一個相位差修正值。轉換開關為繼電器，其驅動電路MC1413，鎖存器接單片機總線，有獨立外設地址。
圖4和圖5中用到的電阻值為10Ω，100Ω，900Ω，9.9kΩ，99.9kΩ，1kΩ，10kΩ，100kΩ，1MΩ，10MΩ，V-V分壓器下面的電阻10Ω，100Ω，選用精密金屬薄膜電阻，其溫度系數為5×10-6/℃。該電阻的溫度變化在±2℃以內可以忽略影響。V-V分壓器上面的電阻，與V-I分流器電阻溫度系數相等時可以補償溫度變化帶來的影響。要求通過測量一批100Ω，900Ω，9.9kΩ，99.9kΩ，1kΩ，10kΩ，100kΩ，1MΩ，10MΩ，9種阻值的金屬膜電阻器的溫度系數，挑選出溫度系數一樣的電阻100Ω(2只)，900Ω(1只)，9.9kΩ(2只)，99.9kΩ(1只)，1kΩ(1只)，10kΩ(1只)，100kΩ(1只)，1MΩ(1只)，10MΩ(1只)，一套共11只，所謂“一樣”是指，任意兩只電阻溫度系數之差小于2.5×10-5/℃。測試條件為(20±5)℃，直流電阻測試。測試溫度系數前先進行70℃下8小時老化。
圖6是輸出電壓跟隨器對五端數字電橋的連接電路圖。五端數字電橋的特點是以電流測量低端IL為虛地點。接地開關選擇S點，接地電壓跟隨器A2與比例器電壓跟隨器A1，輸出差分電壓至數字電橋的PH、PL端。數字模擬阻抗是電池供電，浮地輸出。
圖7是輸出電壓跟隨器對四端對數字電橋的連接電路圖。四端對數字電橋的特點是以電壓低端PL為虛地點。接地開關選擇P點，接地電壓跟隨器A2為數字電橋的PL端提供接地電位。數字模擬阻抗是電池供電，浮地輸出，只有當A2的輸出端數字電橋電壓低端PL時，這套接地系統才與數字電橋的虛地點等電位。
圖8是前置放大器與信號整形電路。將數字電橋的電流測試高端IH信號用于數字模擬阻抗的頻率驅動和同步，需要將信號放大整形，以TTL電平輸出到鑒相器，上升沿和下降沿不能出現毛刺和抖動，為了適應IH信號的寬范圍和寬頻率的特點，設計了自動負載匹配電路和電壓比較器選擇電路，以對數放大器為基本原理的自動負載匹配電路是本發明的特點之一。
圖9是頻率跟蹤與鎖相倍頻電路(1kHz輸入，128倍頻舉例)。按常規方法設計鎖相倍頻電路，需要鑒相器、積分器、壓控振蕩器VCO、分頻器等，但是能夠在100Hz～1MHz頻率范圍進行連續可調的VCO很難找到，由于該項技術條件限制，本發明只要求在100Hz、1kHz、10kHz、100kHz、1MHz五個頻點上進行模擬阻抗，把VCO和鑒相器的頻率跟蹤范圍調到10MHz～20MHz，設計17級T觸發器，組成級連的二分頻同步分頻器，根據輸入頻率選擇串聯級數(對應為17級、15級、10級、7級、4級)。分頻器設計成多抽頭輸出，根據倍頻數M選擇倍頻輸出抽頭(8倍、16倍、128倍)，將上述五種頻率的分頻電路集成在一片可編程門陣列中。在外共用一套鑒相器、積分器、和VCO，使其跟蹤頻率在10MHz～20MHz之間，這樣有5個選擇頻點的控制字，有三個選擇倍頻數的控制字，級數和抽頭點由鎖存器控制，鎖存器連接單片機總線，有獨立外設地址。
鑒相器選用74HC4046數字鎖相器中的沿觸發數字鑒相部分PC2，具有抖動小跟蹤速度快，動態范圍大的特點。積分器選用阻容平均值濾波器100k，1uF，為了減小抖動，防止在諧波狀態下鎖定，應在電容上串聯電阻5k增加阻尼系數。壓控振蕩器VCO選用常用的74S124芯片，配備阻容振蕩器。調節范圍6MHz～25MHz，中心點在16MHz@2.5V。
圖10是替代法校準線路圖。替代法校準用于產生前述的修正系數。校準數字模擬阻抗標準器是為了準確測量數字模擬阻抗在未修正前的量值ZX，和修正后的實際值Z0X，一方面將修正系數的測量不確定度控制在指標的1/3范圍內，另一方面獲得實際值Z0X，在自動檢定數字電橋時作為的標準量值使用。這也是數字模擬阻抗的溯源過程，為了減少工作量校準只對所模擬的標準點進行。校準原理是利用替代法，以數字電橋為替代裝置，以實物標準電容器、標準電感器和標準交流電阻器為傳遞標準。替代法測量公式Zx＝Z0O+(Z2-Z1)式中Z0O----實物標準器的實際值，對電感來說是證書給出，對電阻來說是直流阻值可將直流電阻接到高準確數字表(如FLUKE1281A)上測量獲得，對電容來說是標準電容器在高準確電容電橋(如AH2500A)上的測量值。
Z1----數字電橋測量實物標準器的讀數。
Z2----數字電橋測量模擬阻抗的讀數。
替代法要求標準與被測有相同的功率，即測量電壓和電流一致，所以數字模擬阻抗設定輸出電壓和電流也要盡量與實物標準阻抗的被測條件一致。數字模擬阻抗有靈活的電壓電流和相位設定功能，完全能夠做到等功率模擬。具體做法是將實物標準阻抗接到數字電橋上，測量電橋電壓，以此電壓測量值設定數字模擬阻抗的輸出電壓，計算電流，注意區分有效值和峰值。
修正前先將修正系數變為1，相位修正數為零，再進行替代法測量。修正系數的計算過程如下修正系數分為三種電壓修正系數KU、電流修正系數KI，相位修正系數PX。
理論計算的數字模擬阻抗按下式給出Z=KVDVGIDIP={0,90,-90}]]>經過修正實際輸出的數字模擬阻抗按下式給出 式中Z----模擬阻抗的幅值，單位歐姆；DV----模擬阻抗電壓輸出幅值，數字量0～1/65535；DI----模擬阻抗電流輸出幅值，數字量0～1/65535；KV----模擬阻抗電壓輸出V-V電壓變換比例，數字量1，0.1，0.01，0.001，0.0001；GI----模擬阻抗電流輸出V-I變換分流器阻值倒數，單位西門子10mS，1mS，100uS，10uS，1uS，0.1uS；P----模擬阻抗電壓與電流的相位差，角度-90，0，90；PX----模擬阻抗相位修正值，角度-90～90；KU----模擬阻抗電壓幅值的比例修正值，數字量；KI、KU兩者只用其一。
KI----模擬阻抗電流幅值的比例修正值，數字量；KI、KU兩者只用其一。
因為限定數字量DV與DI在0.1～1之間，使用電壓修正KUDV還是用電流修正KIDI，要看兩個乘積誰最大，使用較大的數字量輸出到靜態D/A上可以保證設計準確度，實際上KU＝1/KI。
正是因為有了修正系數，那些固定的系統偏差都可以一并消除，如電阻分壓器的比例系數可以不求其準但求其穩，電流分流器的阻值也是如此，還有靜態D/A輸出運放的失調電壓等等。但是這個修正系數不是普遍適用的，電阻分壓器和電流分流器都有頻率誤差，即不同頻率下有不同的值，這是交流電阻與直流電阻的差值，而靜態D/A輸出運放的失調電壓則表現為固有偏移誤差，這是通過斜率修正難以消除的。所以為了提高本發明的準確度，充分利用修正系數特點，采取了簡化的修正方法，只進行單點的修正，確保固定點上有修正值。這是克服上述缺點的有效方法，雖然放棄了任意阻抗點的準確度，卻能保證數字模擬阻抗在標準選點上有較高的準確度。
修正系數的計算方法如下KU=ZXZ0KI=Z0ZXPX={0,90,-90}-P]]>式中ZX----數字模擬阻抗在未修正前的實際測量值，通過替代法公式計算得到；ZO----模擬阻抗標稱值，修正后的預期結果；
KU----模擬阻抗電壓幅值的比例修正值，數字量；KI----模擬阻抗電流幅值的比例修正值，數字量；P----模擬阻抗電壓與電流的相位差，在電橋上讀出的實際相位差；PX----模擬阻抗相位修正值，角度-90～90；對于每一個不同頻率，不同量值的標準點，都有一組修正系數，組成一張對應表格，查表使用。
例如電阻修正如下KUR=RXR0KIR=1KURPXR=0-P]]>式中RX----數字模擬阻抗在未修正前的實際測量值，通過替代法測量計算得到，單位為Ω；RO----數字模擬阻抗標稱值，以99999形式定義標稱值，單位為Ω；KUR----數字模擬阻抗電壓幅值的比例修正值，數字量；KIR----數字模擬阻抗電流幅值的比例修正值，數字量；P----數字模擬阻抗電壓與電流的相位差，在電橋上讀出的實際相位差。
圖11是數字模擬阻抗軟件結構框圖。設計分為數字模擬阻抗操作軟件、數字模擬阻抗執行軟件，前者在微機上運行，有操作界面，基于Windows平臺，可用Labview軟件平臺開發，后者為數字模擬阻抗的單片機程序，可用C51工具開發，兩者通過串行接口交互通訊。
圖12是數字模擬阻抗執行軟件流程框圖。基于單片機指令開發硬件設定功能，有如下功能模塊a.串口初始化模塊實現對串口波特率、數據位、奇偶校驗位等設置的功能；b.串口中斷處理模塊實現接受來自上位機發送的命令和數據的功能；c.RAM初始化模塊實現對雙口RAM和數據RAM進行數據初始化的功能；d.D/A初始化模塊實現對D/A芯片起始輸出電壓的設置功能；e.標志位設定模塊實現對各個狀態標志位的狀態設定功能；f.數據處理模塊實現對接收來自上位機的數據進行計算處理的功能；g.波形抽取計算模塊實現對存儲在ROM中的正弦數據表格進行計算抽取的功能；h.延時模塊實現定時延時的功能；i.串行EEPROM寫入模塊實現對串行EEPROM芯片寫入儀器編號等信息的功能；串行EEPROM是保存儀器基本信息的存儲器，掉電保護。
j.串行EEPROM讀取模塊實現從串行EEPROM中讀取信息的功能；k.波形輸出模塊實現啟動計數器工作，從雙口RAM中輸出設定的正弦波形的功能。
該軟件的技術要點是a.EEPROM 28256中存儲8k×16的半周期正弦表格數據，28256中的正弦表格數據是相位從-90°～+90°，幅值從0～65535的半周期正弦波形，定義為unsigned int型變量。為使正弦波形更好的銜接，在正弦表格中存儲8193個點，具體的數據表格sintab 定義在頭文件中。
b.串口接收到來自上位機的握手信號后，進入串口中斷處理程序，接收來自上位機的命令和數據，并把下位機的信息返回給上位機。在串口中斷程序中，只負責將數據存放在接收緩沖區內。在數據處理模塊中再進行命令分析和數據處理。
c.RAM初始化模塊是向雙口RAM CY7C025中存儲4K×16的正弦波形，在雙口RAM中存儲的波形是以X0為起始地址，以N1為抽取間隔，以A為峰峰值并從sintab 中抽取的點構成一個周期的波形。
d.為了表示當前的工作狀態，在C51程序中設定了多個狀態標志位，包括接收準備標志，數據處理標志和啟動標志等。進入到每個模塊時，都要根據每個標志位的狀態，來執行相應的操作。主程序循環調用各個模塊，在進入模塊后首先查詢相關狀態標志位，若沒有本模塊需要做的工作則直接返回，若有工作要做則清除標志狀態，完成工作后返回。
e.數據處理模塊是負責將串口接收緩沖區的數據按照自定義的格式進行參數分類，進行計算后存儲在不同的變量中。波形抽取模塊則根據這些變量的大小，進行波形的抽取和計算，生成電壓和電流的正弦波形。
f.波形抽取模塊中定義的變量如下生成正弦波形的一個周期內的點數＝M(LabVIEW發送過來的參數) (N1必須為2n整數) (2*N2為總分頻數) 所抽取的點與正弦表格數據的對應換算關系如下y＝sintab[x](0≤x≤8191)y＝sintab[16384-x] (8192≤x≤16383)y＝sintab[x-16384] (16384≤x≤24575)y＝sintab[32768-x] (24576≤x≤32768)其中x為正弦表格的地址，x＝x0+N1×i。(i表示正弦波序列的序號)g.串行EEPROM的寫入模擬阻抗的儀器編號等信息，由上位機再從中讀取此信息。
圖13是數字模擬阻抗操作軟件流程框圖。基于Labview開發平臺，完成人機對話功能，和修正系數生成和標準阻抗的計算功能。模塊介紹a.測量點輸入模塊實現選擇不同測量點(包括標準模擬阻抗和任意模擬阻抗)的功能；b.阻抗編號顯示模塊實現顯示數字模擬阻抗儀器編號的功能；c.模擬阻抗設定模塊實現設定數字模擬阻抗參數類型、量值大小的功能；d.測量頻率設定模塊實現設定模擬阻抗測量頻率的功能；e.標準阻抗計算模塊實現計算標準模擬阻抗對應的幅值、起始相位等功能；f.任意阻抗計算模塊實現計算任意模擬阻抗對應的幅值、相位、匹配阻抗等功能；g.串口初始化模塊實現對RS-232串口波特率、數據位、奇偶校驗位等設置的功能；h.串口發送數據模塊實現通過串口向單片機發送命令數據的功能；i.串口接受數據模塊實現接受來自下位機數據的功能；j.修正文件操作模塊實現從指定路徑的修正文件讀取修正值的功能；k.修正值計算模塊實現對標準模擬阻抗進行計算修正的功能。
技術要點如下a.模擬阻抗的設定根據數字電橋的測量頻率設定、電壓和電流波形周期內插入的點數；根據數字電橋的測量電壓設定電壓和電流波形的幅值；對于標準模擬阻抗功能設定時，要根據實物標準器在數字電橋上的電壓幅值來設定模擬阻抗的電壓，以保證等功率替代；根據所選擇的參數類型設定電壓和電流波形的起始相位。
b.標準模擬阻抗的計算是將所選擇的標準阻抗值換算成阻值后，判斷是采用5V恒壓方式，還是1V恒壓方式，或是10mA的恒流方式，控制下位機輸出電壓和電流波形幅值。因為標準阻抗值大小是不變的，所以對于每一點的電壓和電流波形的幅值、相位等參數均是固定的，也便于對標準阻抗進行修正。
c.任意模擬阻抗允許用戶在數字模擬阻抗的一定范圍內輸出任意大小、任意類型的阻抗。由于其值是不固定的，因此不能對每一點進行修正，只能針對某一量程的阻抗進行修正。
d.串口的初始化需要與下位機設置一致，采用9600波特率，8位數據位，1位停止位，無奇偶校驗位。
e.串口發送和接收數據的格式是按照事先自定義的串口通訊協議，每一個數據參量以冒號為開始標志，以回車符號為結束標志。在串口通訊的過程中，為防止接收錯誤，首先采用了握手協議，通訊成功后，再開始發送和接收命令和數據。整個串口通訊過程中，要注意下位機與上位機的同步問題，加入適當的延時可保證通訊成功。
f.自定義的串口通訊協議采用自定義的通訊格式，每個數據參量均以冒號為開始，回車符號為結束，發送的數據均采用整形變量。每次都將完整的整串數據發送過去。例如N128F2Au5.0Pu-90Ai1.0Pi0R1U2I1表示插入點數N128為128個點；頻率F2為1kHz，(1，2，3，4，5對應100Hz，1kHz，10kHz，100kHz，1MHz)；Au5.0，電壓波形幅值Au為5V；Pu-90，電壓波形起始相位為-90度；Ai1.0電流波形幅值為1V；Pi0電流波形起始相位為0度；R1，保留；U2，分壓比為10∶1，(1，2，3，4，5對應，1∶1，10∶1，100∶1，1000∶1，10000∶1)；I1，分流比為1毫西門子mS(1，2，3，4，5，6對應，10mS，1mS，0.1mS，0.01mS，1uS，0.1uS)。
權利要求
1.數字模擬阻抗標準器，其特征在于它包括兩路數字波形合成器、CPU處理器、V-V比例器、V-I分流器、前置放大器和信號整形電路、頻率跟蹤與倍頻鎖相和地址計數器，其中兩路數字波形合成器由兩個雙口RAM波形存儲器、用于產生數字量值與參考電壓乘積的兩個乘法器型D/A芯片、為乘法器型D/A芯片提供參考電壓和電壓幅值比的兩個靜態幅值D/A組成，CPU處理器分別與數字波形合器中的兩個雙口RAM波形存儲器相接，用于從正弦函數表中抽取電壓和電流波形分別存入兩個雙口RAM波形存儲器中，兩個乘法器型D/A芯片分別從雙口RAM波形存儲器中取出再造的正弦波形送至V-V比例器和V-I分流器中，V-V比例器用于電壓幅值的比例調節，其輸出接至數字電橋的電壓測試端，V-I電流器用于將正弦波電壓轉變成電流，其輸出端接至數字電橋的電流測試低端，以該電流測試低端作為虛地點；同時取數字電橋的電流測試高端信號經過前置放大器和信號整形電路、頻率跟蹤與鎖相倍頻送至地址計數器中，用于產生數字波形的時鐘驅動，使輸出的兩路電壓和電流波形的相位差始終保持不變，且與輸入信號頻率相同。
2.根據權利要求1所述的數字模擬阻抗標準器，其特征在于所述的兩個靜態幅值D/A的參考電壓取自同一個電壓基準器。
3.根據權利要求1所述的數字模擬阻抗標準器，其特征在于所述的乘法器型D/A芯片為MAXIM502，或AD7543，或LCT1597A，或類似的電阻網絡分流原理的乘法器型數模轉換器。
4.根據權利要求1所述的數字模擬阻抗標準器，其特征在于所述的虛地點也為系統的零電位參考點，與數字電橋電流測試端連接后，即獲得與數字電橋虛地點等電位的參考電平。
5.根據權利要求4所述的數字模擬阻抗標準器，其特征在于采用高輸入阻抗的電壓跟隨器獲得虛地點的電位，高阻抗電壓跟隨器接在參考地線與電橋電流測試低端之間。
6.根據權利要求1所述的數字模擬阻抗標準器，其特征在于所述的兩個波形存儲器共用一個地址發生器和一個時鐘驅動，利用兩個波形存儲器所存儲的數字波形相位不同形成相位差，兩路波形的相位差始終保持不變。
7.根據權利要求1所述的數字模擬阻抗標準器，其特征在于所述的正弦函數表已事先存入CPU處理器的ROM中，正弦函數表中以2N+2個離散點為一個周期，N為乘法器型D/A的位數。
8.根據權利要求1所述的數字模擬阻抗標準器，其特征在于所述的V-V比例器和V-I分流器上每個頻率點上有一個幅值比例修正系數和一個相位差修正值。
全文摘要
數字模擬阻抗標準器，CPU處理器用于從正弦函數表中抽取電壓和電流波形分別存入兩個雙口RAM波形存儲器中，兩個乘法器型D/A芯片分別從雙口RAM波形存儲器中取出再造的正弦波形送至V－V比例器和V－I分流器中，V－I電流器輸出端接至數字電橋的電流測試低端，以該電流測試低端作為虛地點；同時取數字電橋的電流測試高端信號經過前置放大器、頻率跟蹤與鎖相倍頻等送至地址發生器，用于產生數字波形的時鐘驅動，使輸出的兩路電壓和電流波形的相位差始終保持不變，且與輸入信號頻率相同。本發明提高了穩定性和準確度，實現了全自動化的數字電橋校準技術，替代了傳統的實物標準器，便于攜帶，通信和遠程控制，提高了計量校準的效率。
文檔編號G01R27/02GK1710430SQ200510082928
公開日2005年12月21日 申請日期2005年7月7日 優先權日2005年7月7日
發明者劉民 申請人:中國航天科技集團公司第五研究院第五一四研究所