交流發電設備及方法

專利名稱：交流發電設備及方法
技術領域：
本發明涉及一種具有含倫德爾型場磁極的交流發電機的交流發電設備，以及該發電設備的控制方法。具體地說，本發明涉及減少電磁力的波動及相關的電磁噪音。
傳統的用于機動車輛的具有倫德爾型場磁極的發電機具有三相全波整流器，其元件二極管用來整流所產生的三相電壓。發電機通過三相全波整流器將所整流的直流電流輸送給蓄電池或車輛的電氣負載。
然而在傳統的車輛發電機中，流過每相電樞線圈(定子繞組)的電樞電流是周期性變化的(電樞電流周期性地切斷)，以致作用于倫德爾型場磁極的各部分上的電磁力發生波動。因此傳統的發電機就有這樣的問題，當電磁力波動的預定頻率成分與倫德爾型場磁極的特定諧振頻率一致時，就會產生頗大的振蕩或噪音。這種振蕩和噪音往往是在發電機的1300-3000轉/分的轉速下產生的，亦即是發動機的空載運轉的范圍，這時其它形式的噪音較小，因此司機和乘客容易感覺到這種振蕩和噪音。此外，當場磁通頗強，鐵心(轉子)磁飽和時，這種振蕩或噪音就很顯著。
為了減少由車輛發電機的電磁力波動所引起的振蕩或噪音，根據傳統技術用以衰減振蕩的阻尼器就裝配到釘狀的倫德爾型場磁極上，或者增強外罩隔音。然而，這些措施引起了新的問題，諸如增長了所需的生產過程，使結構復雜，增加了尺寸或重量，以及減少了單位重量的功率輸出。
因此，本發明的目的是提供一種交流發電設備及方法，這種交流發電設備及方法能通過減少電磁力波動而減少振蕩或噪音。
本發明的另一個目的是提供一種交流發電設備及方法，這種交流發電設備及方法能減少振蕩或噪音，同時避免了增長生產過程、復雜的結構、加大的尺寸和重量，以及減少的單位重量功率輸出。
本發明是基于本發明人發現電磁力的波動是由各相的電樞電流的周期性變化所引起的，以及考慮到減少電樞電流的周期性變化就能抑制振蕩或噪音。
根據本發明，檢測與交流發電機的電磁力波動的頻率和相位相關的物理量，根據測定的頻率和相位，根據測定的頻率和相位，向各相的電樞線圈(定子繞組)輸送具有抑制電磁力波動的頻率和相位的放電電流(反向電流)。這種反向電流是作為沿著與電樞電壓相反的方向流入的電樞電流予以輸送的(亦即是，從高電平直流電源端子流入電樞線圈，然后從低電平直流電源端子流出)。這樣就能減少發電機電磁力的波動，因而能減少由電磁力波動所引起的發電機的振蕩和噪音。
具體地說，控制反向電流的輸送是要沿這樣的方向向具有倫德爾型場磁極的交流電力發電機(所謂的交流發電機)的電樞線圈輸送反向電流，即是在從電樞線圈流出的所產生的電流變為0起的預定一段時間以后，流入電樞線圈，以及沿這樣的方向向電樞線圈輸送反向電流，即是在從流入電樞線圈所產生的電流的變為0起的這段預定時間之后，從電樞線圈流出。這段預定時間是一個周期內從第一預定相角位置到第二預定相角位置的時間，也就是給定相的電樞電流的電角度2π。
最好，反向電流的基率是m×p×n。由于電磁力波動的基率是m×p×n，這就足以減少電磁力波動。
在控制時減少無電流流動的這段時間是絕對必要的。最好，利用從蓄電池到電樞線圈的反向電流的作用使這段時間減少到基本上為零。換言之，除了從正轉到負或從負轉到正的時刻之外，禁止切斷各相的電樞電流。這種結構就會減少電磁力的波動，因而減少發電機的振蕩或噪音。
空間分布且作用于定子和轉子之間的電磁力是作用于釘狀場磁極、即倫德爾型場磁極之間的，電樞電流是空間分布且與倫德爾型場磁極相互電磁作用的。這意味著構成雙向電流開關電路(變換器電路)的高壓側開關和低壓側開關的開關操作所提供的電樞電流的迅速變化引起電磁力的波動。因此，通過抑制或禁止電樞電流激勵的迅速開始或切斷，能減少電磁力的波動，因而就能減少發電機的振蕩和噪音。
最好檢測電樞線圈的電壓。根據測得的電樞電壓，檢測對應于電磁力波動分量的相位的電樞電流的快速變化期(切斷期)，在快速變化期期間輸送直流蓄電池的放電電流，以抑制電磁力波動。因此，這種結構容易控制，以阻止電樞電流的快速增加或減少，從而減少電磁力波動。
最好如果場電流輸送給繞轉子鐵心配置的場線圈，那么就輸送反相電樞電流。亦即是，由于隨著場電流的增加以及磁路飽和程度的增加，電磁力的波動變得更顯著，如果場電流較小，就不輸送反向電流(蓄電池的放電電流)，以致振蕩或噪音也較小。這樣就提高了能量效率。
最好用雙向電流開關電路(變換器電路)構成AC-DC轉換器，這種雙向開關切換電路包括由半導體開關器件的組成的高壓側開關和低壓側開關。這種轉換器不需要結構復雜的變換器就能提供反向電流。
在附圖中，


圖1是根據本發明用于車輛的交流發電設備的實施例的方框圖；圖2是圖1中所示的三相同步發電機的剖視圖；圖3是表示圖1中所示的三相全波整流器其中一相的一部分的等效電路圖；圖4A-4D是表示不供給反向電樞電流時，圖1中所示的MOSFET的導通定時的時間圖；圖5A-5D是表示供給反向電流時，圖1中所示的MOSFET的導通定時的時間圖；圖6是表示當執行根據上述實施例的電動勢波動抑制模式且進行二極管整流時，噪音電平和轉速之間關系的圖象。
圖7是說明實施例1的控制器的工作原理的具體例子的流程圖；圖8是說明實施例1的控制器的工作原理的具體例子的流程圖；圖9是說明實施例1的控制器的工作原理的具體例子的流程圖；圖10是說明實施例1的控制器的工作原理的具體例子的流程圖；圖11A-11D是表示當這個實施例中供應或不供應反向電樞電流時電動勢波動的時間圖；圖12A-12C表示在圖11A-11D中所示的各時刻反應磁通勢的分布情況；圖13A-13C表示在圖11A-11D中所示的各時刻的電樞電流圖；圖14A-14D是表示進行二極管整流時電磁力波動的時間圖；圖15A-15C表示在圖14A-14D中所示的各時刻的反應磁通勢的分布情況；圖16A-16C表示在圖14A-14D中所示的各時刻的電樞電流圖；圖17表示磁極鐵心未飽和時電磁力的分布情況；
圖18表示磁極鐵心飽和時電磁力的分布情況；圖19是磁極鐵心的簡化側視圖；圖20是磁極鐵心的簡化正視圖；以及圖21表示磁極鐵心的振蕩情況。
現在參照圖1中所示的方框圖以及圖2中所示的三相同步發電機100的剖視圖描述本發明的交流發電設備的實施例。
這種交流發電設備是用于車輛的，如圖1中所示它包括具有倫德爾型場磁極的三相同步發電機(交流發電機)100，用以整流所產生的交變電流的三相全波整流器(雙向電流開關電路、變換器電路)11，用以控制磁場電流的調節器71、以及用以控制三相全波整流器11的控制器(控制裝置)7。
如圖2中所示，三相同步發電機100具有傳動機架1和后機架2，這兩個機架借助軸承3a、3b可旋轉地支承轉子4。圍繞轉子4的外周面的定子(電樞)5固定在傳動機架1上。由MOSFET所組成的整流器11對定子5的電樞線圈(定子繞組)5a-5c中所產生的電流進行整流。調節器71控制輸送到磁場線圈(轉子繞組)4c的磁場電流。冷卻風扇4a、4b裝在轉子4的磁極鐵心4e的相對兩端。眾所周知，在三相同步發電機100中，調節器71向磁場線圈4c輸送所需的磁場電流，轉子4借助發動機(未示出)經過皮帶輪8而轉動，產生旋轉磁場，以致在電樞線圈5a-5c中感生三相交流電壓。電阻r是一個用以檢測磁場電流的插入電阻器。由電阻r所引起的電壓降輸入控制器7。也可以根據用以控制磁場電流的調節器71中的開關晶體管71a的占空率估算磁場電流。
包含微計算機的控制器7PWM控制磁場電流If的導通率，使蓄電池電壓VB與所產生電壓的預定值相一致，根據蓄電池電壓VB和各相電樞線圈5a、5b、5c的輸出電壓產生柵極控制信號電壓Ga-Gf，以及將柵極控制信號電壓Ga-Gf個別加到SiC-MOSFET11a-11f的柵極。
為了使蓄電池電壓保持恒定不變，調節器71控制開關晶體管的導通，以便根據蓄電池電壓VB與基準電壓的比較而控制磁場電流。這是眾所周知的，有關其描述這里就予以省略。
三相全波整流器11包括變換器電路，如圖1中所示，SiC-MOSFET11a-11f連接成三相橋式電路結構。三相全波整流器11的高電平直流輸出端連接到蓄電池9的高電平端和電氣負載10的一端。三相全波整流器11的低電平直流輸出端與蓄電池9的低電平端和電氣負載10的另一端一起接地。MOSFET11a-11c構成高壓側開關，MOSFET11d-11f構成低壓側開關。
現在參照圖3描述三相全波整流器11中某一相的變換器電路。
高壓側開關MOSFET11a和低壓側開關MOSFET11d是N溝道型的，而且串接互連。MOSFET11a的一個N型區形成于電樞線圈側，亦即是發電過程中的漏區，另一個N型區形成于蓄電池側，亦即是發電過程中的源區，以及P勢阱區形成于緊接柵極114a的下方。P勢阱區和N型區之間的PN結形成寄生二極管112a。MOSFET1a的寄生二極管112a和MOSFET11d的寄生二極管112d也用作把所產生的電流輸送到蓄電池9的電流通路。其它的MOSFET11b-11f是以與MOSFET11a相同的方式構成的。
接著描述三相全波整流器11的MOSFET11a-11f的開關定時。
(電磁力波動非抑制模式)首先參照圖4A4D描述不輸送反向電流的模式。
作為輸出相電壓Va的a相的高壓側開關的MOSFET11a是以如下方式控制的。檢查電樞線圈5a的相電壓Va(圖4B)是否高于蓄電池的電壓VB和其它相電壓Vb、Vc。如果相電壓Va較高，MOSFET11a就導通(圖4C)。當相電壓Va低于蓄電池電壓VB時，MOSFET11a就截止。其它高壓側開關，MOSFET11b、11c的開關通常是以相同方式控制的。
用作a相低壓側開關的MOSFET11d是以下列方式控制的。檢查電樞線圈5a的相電壓Va是否低于地電壓VE。如果相電壓Va較低，MOSFET11d就導通(圖4D)。當相電壓Va變成高于地電壓VE時，MOSFET11d就截止。其它低壓側開關MOSFET11e、11f的開關通常是以相同方式控制的。
(電磁力波動抑制模式)現在描述輸送反向電流的模式。根據這個實施例，各相的變換器電路交替地導通MOSFET11a-11c(高壓側開關)中相應的一個及MOSFET11d-11f(低壓側開關)中相應的一個。亦即是，電樞線圈5a通過MOSFET11a或MOSFET11d連接到高電平直流電源端或低電平直流電源端，電樞線圈5b通過MOSFET11b或MOSFET11e連接到高電平直流電源端或低電平直流電源端，以及電樞線圈5C通過MOSFET11c或MOSFET11f連接到高電平直流電源端或低電平直流電源端。
現在參照圖5A-5D描述a相高壓側開關11a和a相低壓側開關的11d的開關控制。
在時刻t0(圖5C)，也就是從電樞線圈5a的相電流(圖5A)從負變為正(開始流動)的時刻t2經過時間間隔T4(＝T2)之后高壓側開關11a導通。高壓側開關MOSFET11b、11c通常以同樣的方式導通。具體地說，由于高壓側開關11a截止而低壓側開關11d導通，在時刻t0，亦即是從低壓側開關11d相對兩端的電位(源電位和漏電位)變成相等起的預定時間間隔T4后，高壓側開關11a導通，而低壓側開關11d截止(圖5D)。
另一方面，在時刻t1′，也就是從電樞線圈5a的相電流從正變到負(開始流入)的時刻t1起的時間間隔T2(＝T4)之后，低壓側開關11d導通。低壓側開關MOSFET11e、11f通常是以相同方式導通的。具體地說，由于低壓側開關11d截止而高壓側開關11a導通，在時刻t1′，也就是從高壓開關11a相對兩端的電位(源電位和漏電位)變成相等起的預定時間間隔T2后，低壓側開關11d導通，而高壓側開關11a截止。
通過用這種方式控制開關操作，高壓側開關11a和低無側開關11d截止的定時的延遲使反向電流從蓄電池9流向電樞線圈5a(這個電流與所產生的電流相反，通過高壓側開關11a流入電樞線圈5a及通過低壓側開關11d從電樞線圈5a流出)、5b、5c。結果，頻率與電磁力波動的基頻m×p×n相同的反向電流輸送到發電機，因而能如下文所述那樣地減少電磁力波動以及抑制振蕩或噪音。
開關控制的工作情況和優點總結如下首先，相電流Ia，也就是反相電流，沿流入電樞線5a的方向或預定時間間隔(例如圖5A-5D中所示的T2)流動。
如果在預定時間T2消逝的時刻t1′還不允許反相電流流過，相電壓Va則通常大于低電平直流電源端的電壓(圖1中為OV)，與這個負載開關并聯連接的二極管的低壓側開關11d就不導通。在這種情況下，在時間t1′之后，電樞電流Ia就被切斷。
然而如果允許反相電流在預定時間間隔T2內從高壓側開關11a流向電樞電流5a，在高壓側開關11a截止的時間t1′所產生的反電動勢就會沿減低這相的電樞線圈5a的輸出端的電位、即這相的相電壓Va的方向出現。這樣，相電壓Va減少了反電動勢值，使得相電壓Va減少到低于低電平直流電源端電位。結果，低壓側開關11d或與這個低壓側開關11d并聯連接的二極管導通，允許電樞電流Ia持續不中斷地流動，因此抑制了電樞電流Ia的波動及減少電磁力的波動。
在預定時間間隔T2期間允許流動的反相電流在反相電流截止模式期間不流動，使電磁能積聚在電樞線圈5a中。由于這種能量是在時間t1′之后釋放的，發電量(capacity)也能增加。
同樣，在流過低壓側開關11d的電流從流入電樞線圈5a的這個方向倒轉至電流從電樞線圈5a流出的方向后的預定時間間隔，低壓側開關11d打開。從而，由于上述同樣的操作及優點，就會抑制電樞電流的波動以及減少電磁力的波動。
應該容易理解的是上述預定時間間隔(用來輸送反相電流的時間間隔)的最大值是視轉速而定的最長時間(最大延時)。另外應該理解的是由于每相電樞電流Ia的周期(2π電角度)是隨著轉速而變化的，所以最大延時是與轉速成正比地變化的。而且，由于每一相所產生電壓的上升隨著轉速的增加而變快，所以轉速的增加進一步減少了最大延時。因此，控制電路可以有表示最大延時(用來輸送反向電流的最長時間)和轉速間關系的預存圖。有了這種圖，如果計算的延時大于對應于引入控制電路的轉速所決定的最大延時，延時就固定為最大延時。
具體地說，根據圖5A中所示的這個實施例的交流發電機的電樞電流的波形比起圖4A中所示的電樞電流的波形更近似正弦波得多。這可以理解由近似正弦波的三相電樞電流所產生的旋轉磁場的轉速變得穩定，而電磁力波動與旋轉磁場的等效中心和場磁極(磁極鋏心)4e的極中心之間的間距的波動有著很強的相關性。圖6表示當發電機以圖5A-5D中所示的電磁力波動抑制模式運轉時表明噪聲電平和轉速之間關系的實際測量值。虛曲線是在與實曲線相同條件下用具有二極管橋式電路的三相全波整流器11所獲得的。如圖中所示，電磁噪音在2400轉/分的轉速下減少了9dB。
現在參照圖7-10中所示的流程圖描述實施例的實際控制。圖7的流程圖表示用以檢測對應于發電轉速的發電周期及電磁力飽和確定的控制操作。
通過對發電周期計數的計數器清零(步驟101)、輸入三相電壓的任何相電壓(例如Va)(步驟102)、以及確定相電壓Va是否為OV(＝VE)檢測相電壓Va的零交叉點(步驟104)而進行控制操作。如果電壓Va不是OV，標志F就設為0(步驟106)，操作就跳到步驟122。如果電壓Va是OV，就檢查標志F是否為1(步驟108)。如果標志F不是1，操作就跳到步驟122。如果標志F是1，通過將標志F設為1(步驟110)、使計數器停止(步驟112)及讀入預置計數值(步驟114)而進行操作。
采用標志F的原因如下。由于步驟104實際上確定相電壓Va是否在接近0的預定范圍內，步驟104能確定Va＝OV處在這個程序的兩個連續循環中，這就導致確定極短的周期。采用標志F防止了這種錯誤確定。
在步驟114讀取的計數值表示前一個零交叉點(t0)和現時的零交叉時間(t1)之間的時間間隔(T1)，也就是發電周期T0一半的一段時間。將這個計數值加倍，獲得周期T0，然后將周期T0存入存儲器(步驟116)。計數器于是復位到0，重新開始(步驟118)。此時，延時T2＝T4，也就是根據周期T0確定用來輸送反相電流的時間間隔(步驟120)。根據這個實施例，延期時T2＝T4(見圖5A-5D)設定為周期(T0)的固定部分。
然后，根據來自電阻r的電壓降信號讀取場電流If，將場電流If與轉子開始飽和的預定場電流值Ifref相比較(步驟124)。根據這個實施例，值Ifref用實驗方法定為正常冷卻條件下的最大場電流的60％。如果步驟124確定轉子鐵心磁通飽和，操作就轉到步驟300(圖9)，進入電樞電流控制模式(電磁力波動抑制模式)。否則如果步驟124確定操作轉到步驟200(圖8)，進入電樞電流非控制模式(電磁力波動非抑制模式)。
現在參照圖8的流程圖描述用以執行電磁力波動非抑制模式的程序。
通過首先檢查a相的相電壓Va是否大于蓄電池電壓VB(步驟200)而執行這個程序。如果電壓Va大于蓄電池電壓VB，高壓側開關11a(步驟202)就導通，如果電壓Va等于或小于蓄電池電壓VB，高壓側開關11a就截止(步驟204)。然后檢查a相的相電壓Va是否低于OV，即蓄電池低電平端的電位(步驟206)。如果Va低于OV，低壓側開關11d就導通(步驟208)。如果Va不低于OV，低壓側開關11d就截止(步驟210)。
于是檢查b相的相電壓Vb是否大于蓄電池電壓VB(步驟212)。如果電壓Vb較大，高壓側開關11b就導通(步驟214)。如果電壓Vb等于或低于蓄電池電壓VB，高壓側開關11b就截止(步驟216)。接著檢查b相的相電壓Vb是否低于OV，即蓄電池低電平端的電位(步驟218)。如果Vb較低，低壓側開關11e就導通(步驟220)。如果Vb不低于OV，低壓側開關11e截止(步驟222)。
然后檢查C相的相電壓Vc是否大于蓄電池電壓VB(步驟224)。如果電壓Vc較大，高壓側開關11c就導通(步驟226)。如果Vc等于或低于蓄電池電壓VB，高壓側開關11e就截止(步驟228)。接著檢查C相的相電壓Vc是否低于OV，即蓄電池低電平端的電位(步驟230)。如果Vc較低，低壓側開關11f就導通(步驟232)。如果Vc不低于OV，低壓側開關11f就截止(步驟234)。操作則轉到步驟102。
現在參照圖9和10描述用以執行電磁力波動抵制模式的程序。圖9表示用以確定零交叉點的程序。圖10表示用以控制MOSFET11a-11f的開關操作的流程圖。
首先，檢查標志F2是否已經設為1。標志F2表示這個程序是否第一次將要執行或已經執行了一次以上(步驟290)。如果這個程序已經執行了一次以上(F2＝1)，操作就跳到步驟300。如果這個程序將第一次執行(F2＝0)，根據圖8中所示的程序只執行MOSFET11a-11f的激勵(導通)(步驟292)。在將標志F2設定為1(步驟294)之后，操作轉到步驟300。當開始加蓄電池電壓時，標志F2已復位到0。
步驟300檢查在低壓側開關11d閉合期間電壓Va是否已變為等于或大于OV，以確定流過低壓側開關11d的電流，即電樞電流Ia是否已從負變為正，即從電流流入電樞線圈5a的方向變為電流流入低壓側直流電力端(OV)的方向。如果電流方向已經改變，內裝計時器d就啟動(步驟302)。如果電流方向不變，則檢查在高壓側開關11a閉合期間Va是否已變為等于或低于VB，以確定流過高壓側開關11a的電流、即電樞電流Ia是否已從正變到負，即從電流自電樞線圈5a流入高壓側直流電力端的方向變為電流流入電樞線圈5a(步驟304)的方向。如果電流方向已經改變，就啟動內裝計時器a(步驟306)。如果電流方向未變，操作就轉到步驟308。
步驟308在低壓側開關11e閉合期間檢查電壓Vb是否已變為等于或大于OV，確定流過低壓側開關11e的電流，即電樞電流Ib是否已經從負變到正，即從電流流入電樞線圈5b的方向變成電流流入低壓側直流電力端(OV)的方向。如果電流方向已經改變，就啟動內裝的計時器e(步驟310)。如果電流方向未改變，檢查在高壓側開關11b閉合期間Vb是否已等于或低于VB，以確定流過高壓側開關11b的電流，即電樞電流Ib已從正變為負，即從電流自電樞線圈5b流出而流入高壓側直流電力端的方向變成電流流入電樞線圈5b的方向(步驟312)。如果電流方向已經改變，就啟動內裝的計時器b(步驟314)。如果電流方向未改變，操作就轉到步驟316。
步驟316檢查在低壓側開關11f閉合期間電壓Vc是否等于或大于OV，以確定流過低壓側開關11f的電流、即電樞電流Ic是否已從負變成正，即從電流流入電樞線圈5c的方向變成電流流入低壓側直流電力端(OV)的方向。如果電流方向已經改變，就啟動內裝計時器f(步驟318)。如果電流方向未改變，則檢查高壓側開關11c閉合期間Vc是否等于或低于VB，以確定流過高壓側開關11c的電流、即電樞電流Ic是否已從正變成負，即從電流自電樞線圈5c流入高壓側直流電力端的方向變成電流流入電樞線圈5c的方向(步驟320)。如果電流方向已經改變，就啟動內裝計時器c(步驟322)。如果電流方向未改變，則轉到步驟400。
步驟400檢查計時器d是否已經到時間(time out)，即預定延時△T＝T2＝T4(見圖5D)是否已消逝。如果計時器d未到時間，操作立即轉到步驟404。如果計時器d已到時間，則使低壓側開關11d截止，高壓側開關11a導通，計時器d復位到0。操作于是轉到步驟404。
步驟404檢查計時器a是否已經到時間，即預定延時△T＝T2＝T4(見圖5D)是否已經消逝。如果計時器a未到時間，則操作立即轉到步驟408。如果計時器a已到時間，則使低壓側開關11d導通，高壓側開關11a截止，計時器a復位到0。操作于是轉到步驟408。
步驟408檢查計時器e是否已經到時間，即預定延時△T＝T2＝T4(見圖5D)是否已經消逝。如果計時器e未到時間，操作就立即轉到步驟412。如果計時器e已到時間，則使低壓側開關11e截止高壓側開關11b導通，計時器e復位到0。操作于是轉到步驟412。
步驟412檢查計時器b是否已到時間，即預定延時△T＝T2＝T4(見圖5D)是否已消逝。如果計時器b未到時間，操作就立即轉到步驟416。如果計時器b已到時間，則使低壓側開關11e導通，高壓側開關11b截止，計時器b復位到0。操作于是轉到步驟416。
步驟416檢查計時器f是否已經到時間，即預定延時△T＝T2＝T4(見圖5D)是否已消逝。如果計時器f未到時間，操作就立即轉到步驟420。如果計時器f已到時間，則使低壓側開關11f截止，高壓側開關11c導通，計時器f復位到0。操作于是轉到步驟420。
步驟420檢查計時器c是否已經到時間，即預定延時△T＝T2＝T4(見圖5D)是否已消逝。如果計時器c未到時間，操作就立即轉到步驟102。如果計時器c已到時間，則使低壓側開關11f導通，高壓側開關11c截止，計時器c復位到0。操作于是轉到步驟102。
雖然根據這個實施例開關11a-11f各自在180°電角度持續時間內閉合(導通)，但是閉合持續時間可以小于180°。在這種情況下，由于出現相應相變換器的高壓側開關和低壓開關都切斷的持續時間，所以應該執行以下控制。
例如結合a相進行描述。如果在高壓側開關11a和低壓側開關11d斷開期間，a相的電樞線圈5a的相電壓高于蓄電池電壓VB，則高壓側開關11a就導通。如上所述，在從相電壓Va變為低于蓄電池電壓VB起的預定延時后，這樣導通的高壓側開關11a就會截止。
同樣，如果在高壓側開關11a和低壓側開關11d切斷期間相電壓Va變為低于地電位，低壓側開關11d就會導通。如上所述，在從相電壓Va變為低于蓄電池電壓VB起的預定延時△T后，這樣導通的低壓側開關11d就會截止。可以對b相和c相執行同樣方式的控制。另一方面，可以只對a相進行上述電路11的元件開關操作控制，而b和c相的開關11b、11c、11e和11f的控制在從對a相的控制的計時中偏移120°。
由于上述控制操作檢測磁場電流If及鐵心的飽和，從而只在產生頗大噪音時才輸送反向電流，能夠避免由反相電樞電流導通所引起的銅耗的增加。控制操作還能根據相電壓Va檢測轉速，而且只有在轉速處于事先預定的轉速范圍內時也使反向電流導通，使得由于相應電磁力所引起的振蕩或噪音變得頗大。
另外，如果檢測到電樞電流為0的時刻，就能檢測與該時刻同步的電磁力波動的起始點。因此，這個程序就能確定從電樞電流為0時刻起的預定延時開關11a-11f導通或截止的時刻。
接著描述這個實施例的優點。圖11A-11D表示與執行這個實施例的電磁力波動抑制模式時三相電流Ia-Ic和在釘狀磁極(磁極鐵心)中產生的電磁力N關于電相位的時間變化。虛線用電相位角表示在提供二極管整流時所呈現的特性。
圖12A-12C表示在與上述相同的條件下轉子的位置及在相應時刻t10-t30所發生的反應磁通勢分布情況，圖13A-13C表示電流圖。在這些圖中，編號1000表示總的合成磁通勢的分布；1010表示a相的反應磁通勢分布；1020表示b相的反應磁通勢分布；以及1030表示c相的反相電樞電流的反應磁通勢的分布。
根據本實施例，由于各相變換器電路11的高壓側開關或低壓側開關中有一個總是接通的，電樞電流Ia、Ib、Ic如圖5A中所示的那樣持續流動。現在結合時刻t20描述在這種情況下反應磁通勢的分布。由于當引入二極管整流時。發生相對于電流I1的反向電流I2，總的磁通勢分布1000就沿前進方向移動。總的磁通勢分布1000的中心P和轉子磁極中心之間的間隔如時刻t10和t30的情況下那樣為d1。亦即是，反向電流的引入形成了平穩前進的磁場，使得反應磁通勢相對于磁極的位置保持不變，即對于時間是恒定的，從而減少了電磁力波動。因此減少了由電磁力波動所引起的釘狀磁極4e的振蕩，相應地減少了磁噪音。這樣就提供了一種低噪音交流發電機，這種交流發電機反過來又減少了電磁噪音，而不需要大規模的隔音壁或任何特定的處理，且不會引起輸出性能的減低或產品體積的增大。雖然這個實施例根據電樞電壓檢測電樞電流，但是也可以例如用與MOSFET 11a-11f串聯連接的低電阻電阻器檢測電流。
下面進一步詳細描述這個實施例的工作情況及優點。
首先描述發電機中產生電磁噪音的一般機理。圖14A-14D是用電相位表示2000轉/分下的三相電樞電流及磁極中發生的電磁力的時間變化的時間圖，其中由交流發電機所產生的電壓是由二極管整流器所整流的。
已經證實電磁力是與其中一相的電樞電流保持0的持續時間(即電樞電流切斷的持續時間)同步波動的。這種電磁力波動的頻率為m×p×n，其中m是相數，P是極數，以及n是每秒的轉速。分析電樞反應和轉子位置之間的位置關系，假定時間t10表示電磁力波動的開始，時間t20表示其結束，時間t30則表示其重新開始。
圖15A-15C表示電樞位置固定的情況下各時刻的轉子位置及電樞的反應磁通勢分布。各圖中的水平軸用電角相位表示電樞的位置。
這里假定磁通勢分布呈正弦波，以表示電樞反應的磁通勢。圖16A-16C表示電流圖。由于在時間t10-t20期間c相不發生電流，僅由在這段時間內a相的反應磁通勢分布1010及b相的反應磁通勢分布1020提供總的磁通勢1000。此外，在這段時間內，由于發生在a相的電流Ia和發生在b相的電流Ib是相同的，總的磁通勢1000停留在相同位置。然而由于轉子是恒速旋轉的，轉子磁極的中心和總的磁通勢的中心P之間的間隔從δ1變到δ2。這樣，由于反應磁通勢相對于磁極的位置改變，電磁力就急劇減少。在時間t30，由于僅在a相和c相發生電流，所以總的磁通勢是由a相和c相提供的，且移到相對于時間t10相位已前進了π/m(如相數為3，則為π/3)的位置，使得中心間隔又變為δ1。
鑒于以上描述，會產生這樣的電通勢的波動，其頻率為m×p×n，周期為鋸齒波形的π/m，其中電磁力如圖14b中所示的那樣在電樞電流切斷持續時間內減少。另外，由于波形不是呈正弦波，就認為會產生具有頻率整數倍的高頻分量的振蕩力。
由釘狀磁極4e所產生的磁通勢呈磁通勢分布的矩形形式，其最大值在鐵心飽和時位于如圖17中所示的中心處。分布形式的這種變化進一步增加電磁力的變化。在根據一般接受的設計方法的產品設計的情況下，在所加的磁場電流過量約60％的情況下鐵心就會飽和，以及產生發生噪音的顯著傾向。
當在電樞和具有如圖19-20所示的釘狀磁極的倫德爾型磁場鐵心4之間所發生的電磁力變化時，釘狀磁極4e就會如圖21中虛線所示那樣地變形，如果電磁力的頻率和釘狀磁極的諧振頻率一致，則會特別產生大振蕩。釘狀磁極的諧振頻率表達為f＝kL-2(I/A)1/2式中L是釘狀磁極的長度，A是釘狀磁極的橫截面積，k是常數，及I是橫截面的二次矩。通過釘狀磁極截面的長方體近似，上式可以寫為f＝k′L-2(A/L)由于磁極鐵心的形狀成為一般的類似形狀，如果磁路的截面和線圈形狀是根據產品尺寸設計的，(A/L)就成為恒定值。因此，釘狀磁極的諧振頻率僅取決于釘狀磁極的長度L。如果設計0.6-1.6kw的交流發電設備，釘狀磁極長度就在20mm-30mm的范圍內，因而釘狀磁極的諧振頻率在5000-7000Hz的范圍內。不降低輸出性能就難以急刷地改變這種特性。
例如，如果釘狀磁極諧振頻率為6000Hz的交流發電設備對應于發動機轉速以1500-12000轉/分運轉，如果發電機為3相12極型式，電磁力波動的頻率m×p×n就成為900-7200Hz。在這種發電機中，釘狀磁極的諧振就會以10020轉/分(6000Hz)發生。另外，由于電磁力波動具有高頻成分，如果電磁力波動的整數倍為6000Hz，釘狀磁極的諧振也會發生。例如，在2500轉/分(1500Hz)、3333轉/分(2000)、或5000轉/分(3000Hz)下，電磁力頻率的整數值等于釘狀磁極諧振頻率，使釘狀磁極強烈振動及產生大的磁噪音。尤其是在低速區，由于所產生電壓低，及電樞電流切斷的持續時間長，電磁力波動就大，而且所產生的噪音也大。
由于上述原因，根據這個實施例可以為振蕩大的特定頻率范圍選擇性地執行電磁力波動抑制模式。與其它的頻率范圍相比較，也為這個頻率范圍有效地強化了電磁力波動抑制模式。
(改型)盡管上述實施例根據個別開關11a-11b的電位狀態確定開關定時，但是本發明并不限于這個實施例。例如，如果為了檢測轉子的磁極位置而配置磁極位置檢測器16，就能根據轉子的磁極位置控制開關11a-11f的開關操作。
雖然結合三相發電機作了以上描述，但是應該理解本發明的反向電流供電型的發電技術也能應用于多于三相的同步發電機。
權利要求
1.一種用于蓄電池充電的交流發電設備，包括一臺與該蓄電池相連接的，具有多相電樞線圈及倫德爾型場磁極的交流發電機；用以整流從電樞線圈所產生的交流電壓且輸出整流電壓的交-直流轉換裝置；用以檢測與該發電機轉速有關的物理量的轉速檢測裝置；用以檢測與來自該發電機的電磁力波動分量的相位有關的物理量的相位檢測裝置；以及用以根據所述物理量控制交-直流轉換裝置的開關操作，以便向各相的電樞線圈輸送具有抑制電磁力波動分量的頻率和相位的蓄電池的放電電流的控制裝置。
2.根據權利要求1的交流發電設備，其特征在于所述放電電流的基頻為m×p×n，其中m是相數，p是極數，以及n是每秒轉速。
3.根據權利要求1的交流發電設備，其特征在于所述控制裝置利用來自該蓄電池的放電電流縮短防止電流輸送到所述電樞線圈的時間間隔。
4.根據權利要求1的交流發電設備，其特征在于所述相位檢測裝置檢測電樞線圈的一個電樞電壓；以及所述控制裝置通過根據所檢測的電樞電壓控制交-直流轉換裝置而控制該蓄電池放電電流的輸送。
5.根據權利要求1的交流發電設備，其特征在于所述控制裝置確定輸送到繞場磁極配置的磁場線圈的磁場電流是否超過預定值；以及所述控制裝置在所檢測的磁場電流超過預定值時通過控制交-直流轉換裝置而輸送放電電流。
6.根據權利要求1的交流發電設備，其特征在于所述交-直流轉換裝置包括用以個別地將高電平直流電流源端與該電樞線圈相連接的，具有半導體開關器件的高壓側開關；以及用以個別地將設定成比高電平直流電流源端的電平低的低電平直流電電源端連接到每一相的電樞線圈的、具有半導體開關器件的低壓側開關。
7.根據權利要求6的交流發電設備，其特征在于大約在所述電樞線圈的輸出端的電位高于高電平直流電流源端的電位時，所述控制裝置使與所述電樞線圈的輸出端相連接的高壓側開關導通；大約在所述電樞線圈的輸出端的電位低于低電平直流電流源端的電位時，所述控制裝置使與所述電樞線圈的輸出端相連接的低壓側開關導通。
8.根據權利要求6的交流發電設備，其特征在于從所述電樞線圈的輸出端的電位高于所述低電平直流電流源端的電位起的預定時間間隔之后，所述控制裝置使高壓側開關導通；從所述電樞線圈的輸出端的電位低于所述高電平直流電流源端的電位起的預定時間間隔之后，所述控制裝置使低壓側開關導通。
9.根據權利要求7的交流發電設備，其特征在于從所述電樞線圈的輸出端的電位低于所述高電平直流電流源端的電位起的預定時間間隔之后，所述控制裝置使高壓側開關截止；從所述電樞線圈的輸出端的電位高于所述低電平直流電流源端的電位起的預定時間間隔之后，所述控制裝置使低壓側開關截止。
10.根據權利要求8的交流發電設備，其特征在于從所述電樞線圈的輸出端的電位低于所述高電平直流電流源端的電位起的預定時間間隔之后，所述控制裝置使高壓側開關截止；從所述電樞線圈的輸出端的電位高于所述低電平直流電流源端的電位起的預定時間間隔之后，所述控制裝置使低壓側開關截止。
11.根據權利要求6的交流發電設備，其特征在于所述高壓側開關和所述低壓側開關的至少其中之一是由SiC-MOSFET所組成的。
12.一種交流發電設備的控制方法，所述發電設備具有與蓄電池相連接的交流發電機、倫德爾型場磁極、以及用以整流從電樞線圈所輸出的交流電壓且將整流電壓輸出給蓄電池的交-直流轉換裝置，所述方法包括以下步驟檢測與電磁力波動的相位和轉速有關的物理量；以及根據所測量的物理量控制交-直流轉換裝置的開關操作，將具有抑制電磁力波動分量的頻率和相位的蓄電池放電電流輸送給每一相的電樞線圈。
全文摘要
通過控制三相全波整流器(11)的半導體開關器件(11a-11f)，經開關(11a-11f)將反向電流從蓄電池(9)輸送到三相同步發電機(100)的電樞線圈(5a-5c)。借助這種控制，反向電流就會減少各相電樞電流的波形變形，以減低電磁力波動，從而減低振蕩或噪音。
文檔編號F02P1/08GK1141527SQ9610611
公開日1997年1月29日 申請日期1996年4月24日 優先權日1995年4月24日
發明者梅田敦司, 草瀨新, 谷口真, 佐藤博英 申請人:日本電裝株式會社