汽車系統中的爆震信號檢測的制作方法

專利名稱：汽車系統中的爆震信號檢測的制作方法
技術領域：
本發明總體上涉及內燃機領域。一方面，本發明涉及通過預測爆震信號來改進燃 燒處理的系統和方法。
背景技術：
隨著汽油供應的減少以及變得更加昂貴，存在對高效燃料消耗的不斷增長的需 求。此外，對內燃機所導致的環境影響的關注增加了對具有發動機排放減少的內燃機的需 求。盡管汽車制造商已經試圖通過增加發動機壓縮比來滿足這些需求，但這可能導致發動 機的爆震，其為自發以及偶發產生的燃燒所不期望的模式，導致污染的增加并且損壞發動 機部件，以及產生令人不愉快的金屬般的噪音。為了增加燃料經濟性以及減少發動機排放，曾經試圖感測或檢測發動機爆震，并 且接著使用所檢測的爆震信號來控制發動機燃燒處理。典型的汽車系統使用諸如加速度傳 感器(jerk sensors)或者壓電或壓電陶瓷(piezoceramic)加速度傳感器的傳感器來捕獲 或檢測爆震事件。例如，根據燃燒室的尺寸以及氣缸充氣的聲速，缸內壓力振動激發能夠由 加速度傳感器測量的結構振動脈沖。氣缸的混響共振通常位于2kHz和12kHz之間。如認 識到的，通過如下等式給出特定發動機氣缸幾何形狀的爆震頻率的粗略估計f = C(1)其中f；是爆震共振頻率，P 是振動模式常數，C是氣缸中燃氣的聲速以及B是氣 缸的半徑。圖1顯示了傳統爆震檢測方案10的示例，其描述了標準爆震檢測算法中的不同 塊。在檢測階段11，爆震傳感器輔助檢測爆震事件。爆震傳感器可以是非介入式傳感器 (例如，簡單加速度傳感器)或者介入式傳感器(例如，用以作為測量燃燒室的共振頻率中 釋放的爆震能量的基準的壓電陶瓷)。接著在信號處理階段12，在數字或模擬域中處理所 檢測的信號，并且在提取階段13提取參數(諸如壓力或振動)。存在多種方法用于提取發 動機爆震所產生的共振頻率的能量，包括時間序列處理、頻率處理以及將一維信號轉換成 作為時間和頻率的函數的二維表達式的時_頻分布(TFD)技術。例如，使用最廣泛的TFD 是短時傅里葉變換(STFT)，并且研究人員還開發出了各種時_頻分布，諸如維格納_威利 (ffigner-Ville)分布的平滑版本，并且在爆震壓力信號的研究中采用它。使用這類分布的 具有爆震的信號的表示顯示了信號的非平穩特性，以及共振頻率值對于時間的依賴性。如認識到的，根據所使用的傳感器類型以及參數提取階段的具體實現，在精確地 檢測爆震信號時存在不同的挑戰。例如，磁致伸縮加速度傳感器(magnetostrictive jerk sensors)在檢測爆震信號時是高效的，但為了成本效益它們通常具有太多的組件。另一方 面，直接附加于氣缸墊或發動機體的簡單加速度傳感器能夠測量因為發動機爆震而在燃燒 室中引發的振動的強度，從而提供每個氣缸的局部信息。盡管它們是非介入的并且易于使 用，但加速度傳感器對發動機振動和來自發動機金屬部件的沖擊(shocks)很敏感。
參數提取階段也可能引入錯誤。例如，與短時傅里葉變換(STFT)相關的一個缺陷 是振幅模糊(amplitude smearing)效應阻止了瞬間頻率參數被正確估計。為了描述該問 題，圖2和3描述了信號頻率的兩種不同的振幅特性曲線測量，其中y軸為對數刻度。圖2 中，振幅特性曲線21所針對的是與STFT的窗口(bin)頻率中的一個相一致的正弦信號頻 率，在這種情況下在STFT之后保持原始振幅。而圖3描述了位于STFT的兩個相鄰窗口頻 率之間的正弦信號頻率的振幅特性曲線22，在這種情況下能量遍布整個頻譜。由于振幅模 糊效應，在該情況下檢測的振幅較低。這顯示在圖4和5中，其描述了信號頻率的兩個不同 的振幅特性曲線測量，其中y軸為線性刻度。圖4中，振幅特性曲線23(大約510)針對與 STFT的窗口頻率中的一個相一致的正弦信號頻率而顯示，而圖5顯示了當峰值頻率位于兩 個相鄰頻率窗口之間時所檢測的振幅特性曲線24(大約435)較低。與STFT方案相比，復 雜的時_頻分布(例如，維格納-威利分布)計算量較大，并且在多分量信號的情況下可能 產生混淆干擾(confusing artifacts)，其導致了基音檢測(pitch detection)中的誤差。如同從前面描述中所能看到的一樣，檢測內燃機中的發動機爆震的傳統方法過于 復雜、費用高昂并且不可靠。此外，由于對外部信號(諸如發動機振動和沖擊)敏感以及因 為傳統的STFT提取方案所導致的振幅模糊效應，這類系統不能精確地測量信號頻率。因 此，存在對改進的檢測內燃機中爆震信號的系統和方法的需求。還存在對發動機爆震檢測 方案的需求，該方案提供一種精確測量和檢測發動機爆震事件而使得發動機控制算法能夠 最小化其不良影響方案的方式。此外，存在對克服本領域中諸如上面所述的問題的爆震檢 測系統和方法的需求。對于本領域技術人員而言，在結合附圖以及隨后的詳細描述來閱讀 本申請的剩余部分之后，傳統處理和技術的更多局限和缺點將變得顯而易見。


當結合下列附圖來考慮優選實施例的下列詳細描述時，可以理解本發明及其眾多 的目的、特征和所獲得的優點。圖1以框圖形式描述了傳統爆震檢測處理中的階段；圖2和3描述了信號頻率的兩種不同的振幅特性曲線測量，其中y軸為對數刻度；圖4和5描述了信號頻率的兩種不同的振幅特性曲線測量，其中y軸為線性刻度；圖6以框圖形式描述了其中實現根據本發明所選實施例的爆震檢測方案的汽車 系統；圖7描述了根據本發明所選實施例的檢測發動機爆震的示例性流程序列；圖8-10針對不同類型的發動機操作條件描述了時域中的數字化傳感器數據測 量；圖11和12描述了在(a)具有爆震和(b)不具有爆震的低通模擬過濾之后傳感器 數據的數字化頻譜測量；圖13以時序圖形式描述了用來控制傳感器數據的數字采樣為爆震數據段的爆震
窗口 ；圖14描述了去除非窗口分量之后的數字化采樣的傳感器數據測量；圖15描述了根據本發明所選實施例的可用于抗混疊濾波的四種不同IIR濾波器 的頻率響應；
5
圖16描述了數字化過濾的爆震信號的頻率響應；圖17描述了可用于STFT模塊的不同窗口的規格化頻譜；圖18繪制(plots) 了不同基頻的失配誤差；以及圖19-21描述了不同類型的爆震事件的平均幀能量測量。如認識到的，為了描述的簡明和清楚，無需按照比例來繪制附圖中所示的元件。例 如，出于促進和提高清晰度及理解的目的，某些元件的尺寸會相對于其它元件而被放大。而 且，在被視為適當的情況下，在附圖中重復使用附圖標記來表示對應或類似的元件。
具體實施例方式描述了用以有效地并且精確地檢測內燃機中的爆震事件的發動機爆震信號處理 系統和方法。通過使用非介入式傳感器(諸如加速度傳感器)來檢測發動機爆震信號，能 夠測量因為爆震事件而在燃燒室中引發的振動的強度。在經過低通過濾以后，將所測量的 振動信號從模擬形式轉換為數字形式，允許應用數字處理技術來提取參數以檢測信號中爆 震事件的出現。接下來，通過應用抗混疊濾波、抽取過濾信號(例如，通過系數D)以及使用 時-頻技術(諸如STFT)將所抽取的過濾信號轉換成作為時間和頻率的函數的二維表達式 來提取參數。通過抽取過濾信號來減少其采樣頻率，由于以較低的頻率來計算STFT，所以 減少了處理器上的計算負荷。此外，通過為STFT選擇最小化頻譜泄漏以及提高主頻的適當 窗口函數，能夠提高STFT的頻率分辨率。根據信號中所檢測的頻率分量，計算信號的基頻。 一旦提取了相關參數，則檢測基音頻率的出現以及信號的短期能量中的任何增加以指示信 號中爆震事件的出現。通過結合基音檢測和基于能量的爆震檢測，提供了一種更精確的爆 震檢測算法，其具有更少的可能由完全基于能量的算法所產生的“假”爆震檢測。現在，將參考附圖詳細地描述本發明的各種示例性實施例。盡管在下面的描述中 闡述了各種細節，但將認識到，可以脫離這些具體細節來實踐本發明，并且對于此處所述的 發明可以做出各種實現特定的決定以實現設備設計人員的、將會隨實現的不同而變化的特 定目的，諸如與工藝技術或設計相關約束的兼容性。盡管這樣的開發努力可能是復雜且耗 時的，但其應當是受益于本公開內容的本領域普通技術人員所采取的慣用程序。例如，以框 圖形式而不是詳細地顯示所選方面以避免限制本發明或者使本發明不清楚。此外，此處所 提供的詳細描述中的某些部分通過計算機存儲器中數據的算法或操作來表示。本領域技術 人員使用這些描寫和表示來向本領域的其它技術人員描述和傳達他們工作的實質。一般而 言，算法涉及導致期望結果的有條理(self-consistent)的步驟序列，其中“步驟”涉及物 理量的操作，所述物理量可以(但無需必要地)采用能夠被存儲、傳輸、組合、比較以及以其 它方式操作的電信號或磁信號形式。通常用法是將這些信號稱為位、值、元件、符號、字符、 術語、數字或類似形式。這些以及類似術語可以與適當的物理量相關聯并且僅僅是施加給 這些物理量的便利標簽。除非明確聲明，否則如從下面描述中所顯而易見的一樣，會認識到 在整個說明書中，使用諸如“處理”或“計算”或“運算”或“確定”或“顯示”或類似的術語 的描述涉及計算機系統或類似電子計算設備的動作和處理，其操作計算機系統的寄存器和 存儲器中的物理(電子)量所表示的數據并將它們轉換為類似地由計算機系統存儲器或寄 存器或其它這類信息存儲、傳輸或顯示設備中的物理量所表示的其它數據。現在，將參考附 圖詳細地描述本發明的各種示例性實施例。
6
圖6以框圖形式描述了其中實現根據本發明所選實施例的爆震檢測方案的汽車 系統300。在所述示例中，汽車系統300包括發動機301和反饋控制信號334以控制發動機 301的運行的發動機控制單元(E⑶)302。該控制信號334用于調整發動機301的運行，從 而至少最小化(如果不能完全去除)爆震行為。這類調整的性質是本領域技術人員所公知 的。可操作地耦接發動機301的是傳感器結構，其包括位于發動機內的至少一個(對 于一個氣缸)爆震傳感器310。傳感器結構可操作地耦接可以實現為EOT 302的一部分或 與ECU 302分離的信號處理結構，以檢測、感測和測量因為發動機中的爆震事件而在燃燒 室中包含的振動。在EOT 302中，通過信號預處理階段312、參數提取階段318以及爆震檢 測階段326來處理振動信號，上述階段結合起來檢測共同表明發動機爆震事件的出現的預 定基音頻率和任何短期能量增加。將認識到，可以通過軟件或其它控制邏輯所控制的專用 硬件電路和/或處理單元來實現這些階段中的任何一個或更多個。在所選實施例中，爆震傳感器可以實現為直接附加于發動機301中的氣缸墊或發 動機體(未示出)的加速度傳感器，從而提供具有成本效益的振動傳感器。當然，可以使用 諸如加速度傳感器或者壓電或壓電陶瓷加速度傳感器的其它傳感器。響應于感測或測量發 動機氣缸中的振動，爆震傳感器310生成傳感器數據信號313。盡管也可以使用諸如博世 (Bosch)傳感器的其它傳感器，但圖6描述了西門子(Siemens)傳感器的典型爆震傳感器特 性曲線311。如從圖6所包含的信號特性曲線311的繪圖中所看到的一樣，傳感器特性曲線 311通常包含高頻信號響應分量(例如，超過30kHz)，其僅僅提供爆震事件的大致表示并且 應當被過濾以防止對較低頻段的混疊效應。為了從傳感器數據信號313中去除高頻信號特性曲線噪聲分量，模擬預處理模塊 312可以對傳感器數據信號313應用低通模擬過濾314。在示例性實現中，模擬過濾314從 傳感器數據信號313中去除超過25kHz的信號頻率分量。該模擬過濾步驟去除高頻噪聲分 量，從而生成預處理的或低通過濾的信號315。將認識到，在模擬預處理階段312，可以在傳 感器數據信號313上執行其它模擬預處理步驟。為了數字化傳感器數據，模數轉換器(ADC) 316將低通過濾的信號315采樣為數字 化的信號317。這可以通過將輸入數據信號315轉換成被劃分為幀的數字采樣來完成。在 示例性實施例中，ADC 316將100kHz的輸入數據信號315采樣為數據幀，每一幀具有256個 采樣。將認識到，可以使用其它采樣率和幀大小，其中在較高時間或頻率分辨率之間權衡幀 大小。通過數字化預處理信號315，可以使用數字處理技術來提取參數以檢測數字化信號 317中爆震事件的出現。在各種實施例中，可以通過離散的以及可分別編程的硬件電路來實現ADC 316、抗 混疊濾波器320和抽取器322中的一個或更多個。可替代地，可以將這些單元中的一或更 多個集成為單個增強型數字采樣單元，其集成了能夠以高速率接受ADC轉換結果、通過硬 件低通濾波器傳遞所述結果、接著對濾波器的輸出進行向下采樣并且輸入較低采樣率結果 至結果FIFO的可編程ADC和抗混疊抽取濾波器。這允許ADC以足夠高的速率來采樣傳感 器以避免帶外噪聲的混疊，而提供減小的采樣率輸出以最小化完全處理數字化波形所需的 DSP處理帶寬量。圖8-10描述了數字化傳感器數據信號317的示例，針對不同類型的發動機操作條件顯示了時域中的傳感器數據。首先，圖8顯示了當發動機點火較早時出現0. 175秒的爆 震的數字化傳感器數據51。在圖9，數字化傳感器數據52顯示在點火較晚的情況下信號的 能量中沒有突變。最后，圖10顯示了在發動機正常點火的情況下信號的能量中沒有突變。 在這些示例的每一個中，對運行在3600rpm的發動機進行測量并且在100kHz進行采樣。如 這些測量所示，發動機氣缸中的振動因為爆震事件的出現而增加。通過產生氣缸共振頻率 的諧振，來自于爆震事件的這些振動還增加了短期能量級，如圖11和12所示，其描述了在 (a)具有爆震和(b)不具有爆震的低通模擬過濾之后傳感器數據的頻譜測量。當爆震事件 出現時(如圖11的數字化傳感器數據61中所示)，氣缸的共振和諧振頻率顯示為處于7kHz 以及更高諧振頻率的能量脈沖。然而，當沒有爆震事件出現時(如圖12的數字化傳感器數 據62中所示)，沒有處于諧振和共振頻率的能量脈沖尖峰。盡管在此結合數字化單個傳感器數據信號315來描述，但ADC316可以實現為多通 道或增強型排隊ADC，從而同時處理來自多個氣缸的多個爆震傳感器數據信號的采樣。通 過提供能夠在分離的隊列或通道中接收和獨立處理來自分離源的數據的ADC 316，能夠并 行地采樣來自不同氣缸的傳感器數據。為了允許ADC 316直接連接至高阻抗聲敏爆震傳感 器，ADC 316可以包括差分輸入；用于增加動態范圍的一體化可變增益放大器；以及用于 偏置以及傳感器診斷的可編程上拉和下拉電阻。在所選實施例中，通過控制ADC 316的采樣操作可以從傳感器數據315中去除外 部信息，使得采樣僅僅出現在預定采樣或爆震窗口期間。結果是ADC 316采樣僅僅位于爆 震窗口內的模擬傳感器數據315，否則不生成采樣輸出。可以結合指定窗口延遲值、窗口持 續時間值、窗口結束值和/或窗口期間值的爆震窗口參數來定義爆震窗口 71 (或者其序列 71,72等)。圖13中描述了這些參數，其以時序圖形式顯示了用于提取爆震數據段信息的 爆震窗口 71、72的參數值。在操作中，在每個爆震窗口緩存來自傳感器的數據，同時去除非 窗口分量。圖14顯示了所得到的ADC輸出，其描述了在去除非窗口分量82之后的爆震傳 感器數據測量值81。隨著發動機條件的改變，可以相應地調整爆震窗口參數。表1提供了 不同爆震窗口參數的示例性列表，這些參數能夠用來以在100kHz采樣的針對4缸GM發動 機的不同的每分鐘轉數(RPM)來控制ADC 316。表1:爆震窗口參數 一旦通過ADC 316生成數字化信號317，則可以在參數提取模塊318中處理它以提取參數信息。在所選實施例中，通過應用抗混疊濾波器320、通過抽取器322抽取過濾信號 并且接著使用時-頻分布技術將所抽取的過濾信號轉換成作為振幅和頻率的函數的二維 表達式來提取參數信息。在各種實施例中，通過STFT模塊324來實現轉換，該模塊通過為 輸入信號選擇提高主頻的窗口而正確估計瞬間頻率和所檢測信號的振幅。抗混疊濾波器320的功能是從輸入數據317中去除高頻分量，并且由此能夠由任 何期望的數字濾波器結構來實現。在所選實施例中，選擇四階橢圓形IIR濾波器作為抗混 疊濾波器，因為其具有陡峭滾降(roll-off)并且最小化了濾波器的阻帶頻率中的能量。圖 15描述了可用于抗混疊濾波器320的具有22kHz的截止頻率的四個不同的四階IIR濾波 器的頻率響應。具體地，頻率響應90描述了巴特沃斯(Butterworth) IIR濾波器，頻率響應 91描述了橢圓形IIR濾波器，頻率響應92描述了切比雪夫(ChebyshevUlIR濾波器，而頻 率響應93描述了切比雪夫2IIR濾波器。在所述示例中，橢圓形濾波器特性曲線93具有陡 峭滾降和最小阻帶隙(stop-gap band)能量的最佳組合，接下來依次是切比雪夫1濾波器、 巴特沃斯濾波器和切比雪夫2濾波器。在過濾結果方面，抗混疊濾波器320用來使傳感器 數據信號317中低于20kHz的頻率分量通過并且阻止傳感器數據信號317中高于30kHz的 頻率分量。盡管IIR濾波器320改變了爆震信號317的相位信息，但這對所公開的爆震檢 測方案的操作并不重要。圖16描述了應用抗混疊濾波器320的結果，其描述了所過濾的爆 震信號321的特性曲線以顯示與圖11中所述的未過濾的爆震信號317的頻率分量相比，高 頻噪聲分量從所過濾的爆震信號321中去除了。在抽取器322，利用系數D減少輸入的已采樣數字信號317的采樣頻率來產生與輸 入數字信號317相比具有減少的采樣頻率的抽取信號323。盡管可以使用任何期望的抽取 系數D，但在示例實施例中，通過降低采樣從100kHz到50kHz來抽取輸入的已采樣數字信號 317。通過減少輸入的已采樣數字信號317的頻率，因為允許以更低頻率執行后續的STFT 計算，所以減少了處理器上的計算負荷。通過STFT模塊324執行提取參數信息的最后步驟，其轉換抽取信號323以確定隨 時間變化的信號的局部的正弦頻率和振幅量。在離散時間的情況下，將要被轉換的數據信 號323有效地劃分為可能相互重疊的組塊或幀。每個組塊經過傅里葉變換，并且增加復數 結果至矩陣，該矩陣針對時間和頻率的每一個點記錄幅度和相位。特別的并且通過結合圖6 所述的STFT波形325所述，輸入信號x(n)(表示所抽取的輸入信號323)乘以持續時間通常 有限的窗口 w(n)。計算乘積X(n).W(n)的傅里葉變換，并且接著按時間偏移窗口 w(n)，并 且再次計算乘積的傅里葉變換。該操作獲得窗口中心的每個位置m的分離的傅里葉變換。 換言之，STFT模塊324計算兩個變量《和m的函數XSTFT，m)。頻率變量《是連續的， 并且通常范圍是< < Ji。偏移變量m通常是某些固定整數K的整數倍(即，m能夠 在{ ，-2K，-K，0，K，2K， }中取值)。實際上，對于任何固定的m，窗口捕獲m周圍局部區域中的輸入信號x(n)323的特 征。因此，窗口有助于在獲得頻域信息之前局域化時域數據。從以上描述可知，能夠將短時 傅里葉變換算術地描述成Xsm(ej、m)= |>(n).W(n-m).e-iMl(2)如果對于所有的n，W(n) = 1，則上述表達式縮減為針對m的任何選擇的傳統傅里
9葉變換。根據其定義，能夠將STFT模塊324當作具有有限數量濾波器的濾波器組。對于每 個頻率co^STFT模塊324執行濾波操作(例如，針對每個頻率窗口的傅里葉變換形式的濾 波操作)。根據所選實施例，其中僅僅對離散的頻率集10< 0< Wl<... < COm_1<2M 計算傅里葉變換，STFT模塊324的功能縮減為具有M個帶通濾波器的濾波器組。不同于傅里葉變換，STFT直到窗口 w(n)被指定時才被唯一定義。事實上，窗口的 選擇控制了“時間局域化”和“頻率分辨率”之間的權衡。時域采樣所開窗口的數目越大，頻 率分辨率越好。然而，這意味著錯過“事件”出現的時間。另一方面，如果窗口大小減小，信 號中時間的時間局域化會更好，但信號的頻率分辨率(即，k/N)因為N變小而更差。根據 特定頻率分辨率，通過使用適當的窗口，能夠實現期望的時間局域化，并且反之亦然。為了 實現精確的爆震信號檢測，應當謹慎地選擇STFT模塊324中的窗口函數以通過減小頻率模 糊效應來提高STFT的頻率分辨率。根據所選實施例，選擇最小化旁瓣(sidelobe)能量級 和比率Wa^fiVWO))的窗口函數。圖17描述了可用于STFT模塊324的四個不同窗口的 規格化頻譜。具體的，頻率響應111描述了布萊克曼哈里斯(Blackman Harris)窗口，頻率 響應112描述了漢寧(Harming)窗口，頻率響應113描述了漢明(Hamming)窗口，而頻率響 應114描述了拋物線(parabolic)窗口。根據所述的示例，布萊克曼哈里斯窗口 111具有 陡峭滾降以及大部分頻率范圍上的最小阻帶隙能量的最佳組合，接下來依次是漢寧窗口、 漢明窗口和拋物線窗口。如同能夠看到的一樣，誤差性能將取決于頻率范圍和第二正弦曲 線的位置。在爆震檢測模塊326中，所提取的參數用來檢測預定基音頻率(塊330)以及檢測 任何短期能量增加(塊328)。如果兩者均在信號中出現，則檢測到爆震信號(塊332)。另 一方面，如果僅僅檢測到條件中的一個，則沒有檢測到爆震信號。例如，在發動機遭遇突然 振動(諸如能夠由開過坑洼或鐵路軌道所導致)的情況下，加速度傳感器可能檢測到遍布 所有頻率的較高能量級，但可能檢測不到共振基音頻率。在這類情況下，爆震檢測模塊326 可能不返回爆震事件，而完全基于能量的檢測方案可能已經錯誤地檢測到爆震信號。為了實現雙條件爆震檢測模塊326，提供了能量計算模塊328，能量計算模塊328 使用所提取的頻率和振幅信息327來計算時域中的短期能量值，其為特定的時間持續期間 信號x(n)中的能量值并且由等式3定義 其中&是N個采樣中第1個分析幀的能量。在其它實施例中，可以在頻域中計算 能量。附加的或者替代地，可以計算其它能量相關值，諸如平均幀能量，其通過對具有在前 幀的預定數量的短期能量值的短期能量值進行組合和平均來確定。如下面所述，使用濾波 和向下采樣的信號的短期能量值，通過確定短期能量值是否存在增加來檢測信號中爆震的 出現。爆震檢測模塊326還包括基音檢測模塊330，其使用所提取的頻率和振幅信息 329來計算所檢測信號的基頻。對于每一幀，這通過從STFT模塊324的輸出中選擇關鍵 頻率以及比較每一窗口與其相鄰窗口的振幅來完成。振幅譜中的這些峰值被稱為泛音 (partials)。基于信號頻譜中最大數量泛音的最大公約數，從關鍵頻率中選擇最相近的基 頻。為了比較每個窗口與其相鄰窗口的振幅，使用雙向失配誤差計算處理。該誤差計算是雙步驟處理，其中所測量的每個泛音首先與最近的預測諧振相比較以給出測量至預測誤 差(
其次，所預測的每個諧振與最近的被測泛音相比較以給出預測至測量誤差 (En_p)。如等式[4]所示，總誤差(Errt。tal)是這兩個誤差的加權組合 其中，N是由
給出的測試(trial)基頻(ffmd)的諧振數目；|_x」
運算返回大于x的最小整數；f_是最高頻率；A_是被測泛音的最大振幅；以及K是泛音的 總數(即，每一幀中的關鍵頻率)。如從等式4所看到的一樣，總誤差(Errt。tal)通過基頻來 規格化，并且并入有考慮泛音的振幅效應的因素，諸如信號基音的信號噪聲比(SNR)。由于 誤差是所測泛音和最近諧振頻率之間的頻率差(Afn= Afn= fn-fk|)的函數，所以最大 誤差出現在缺少諧振或者振幅比率小的時候。類似地，最小誤差將出現在測試頻率的大部 分諧振出現或者振幅比率大的時候。例如，值p = 0. 5、q = 1. 4以及r = 0. 5滿足上述的 加權屬性。產生最小失配誤差的頻率是信號的基音。如果雙向失配誤差高于3，則檢測不到 基首。爆震檢測模塊326還包括爆震判定模塊332，其結合能量計算模塊328和基音檢 測模塊330的輸出來檢測爆震事件。盡管邏輯地實現為邏輯與門功能，但可以使用任何期 望的比較電路或方法。例如，通過使用50%重疊的布萊克曼哈里斯窗口來計算超過128個 采樣(50kHz)的能量估計，以及使用上升沿檢測器來實現著眼于當前幀的能量估計并且將 其與在前幀的能量進行比較的簡單預測器，輸入信號的短期能量的上升沿可以用來檢測輸 入信號中的短期能量增加。如果當前能量比在前幀能量大預定系數，則該幀被標識為可能 稱得上是發動機爆震。為了提供示例性實現，如果當前能量大于在前短期能量平均值的兩 倍并且大于前一幀能量的三倍，則該幀被當作爆震的候選。類似地，爆震判定模塊332包括 檢測控制邏輯或電路以在5-lOkHz的范圍內檢測預示信號中出現爆震事件的基音頻率的 出現。當滿足兩個條件時(即，基音頻率的出現以及信號短期能量的增加)，爆震判定模塊 332預測幀包括爆震事件。盡管各種不同種類的可用的信號處理和操作(handling)結構可以用來構成在此 描述的信號處理結構的內容，但一種工作起來令人十分滿意的配置采用的形式是由飛思卡 爾(Freescale)制造并且作為JPC563M60微控制器來銷售的多通道數據獲取模塊的組合。 來自爆震傳感器的模擬信號通過適當的模擬輸入進入該結構，其后，在流入總線結構以與 STFT模塊(324)通信之前對這類信號進行模擬低通濾波(塊312)、通過德爾塔-西格瑪 (delta-sigma)ADC轉換器數字化(塊316)、抗混疊濾波(塊320)以及抽取(塊322)。還可以結合圖7來描述本發明的所選實施例，其描述了根據本發明所選實施例的 檢測發動機爆震的示例性流程序列400。如圖所述，當爆震檢測器檢測或測量發動機氣缸 中的振動，從而生成模擬信號時，處理開始(步驟402)。在數字化輸入的模擬信號并且對 數字化信號進行低通濾波(例如，通過抗混疊濾波器)以從輸入數據中去除高頻分量之后
11(步驟404)，應用短時傅里葉變換(STFT)(步驟406)以提取振幅和頻率信息408。如上所 述，應當謹慎地選擇STFT中的窗口函數以提高STFT的頻率分辨率，并且在所選實施例中， 在STFT步驟406中使用布萊克曼哈里斯窗口。基于從輸入數據信號中提取的頻率和振幅信息408，在步驟410計算信號的基頻 并且還計算信號的短期能量(步驟420)。基音頻率的出現以及信號短期能量的增加指示信 號中爆震事件的出現(步驟430)。可以通過使用所提取的頻率和振幅信息408首先檢測峰值頻率來實現基音頻率 檢測步驟410 (步驟412)。接下來，選擇候選或所預測的基音頻率(fk)(步驟414)。基于 信號頻譜中最大數量泛音的最大公約數，從關鍵頻率中選擇候選頻率。通過使用雙向失配 誤差計算Err (fk)(在步驟416)，比較峰值頻率和候選基音頻率，并且選擇最小化誤差函數 Err(fk)的候選基音頻率作為基音頻率(步驟418)。為了演示如何在步驟410檢測基音頻率，考慮如下示例，將測試信號施加給包含 正弦曲線系列{100，200，300，500，600，700，800} Hz的爆震傳感器。對于ffund = 50Hz的測試 基頻，所有的泛音均為諧振，但丟失了 {50，150，250，350，400，450，550}Hz的諧振。相對照 地，對于ffund = 100Hz的測試基頻，僅僅丟失{400}Hz的諧振。如果對其它測試基頻(150， 200,250Hz)應用相同的分析并且以使用等式[4]計算失配誤差的方式來量化，則結果可以 繪制成如圖18中所示的那樣。因為最小失配誤差所對應的是100Hz的測試基頻，所以它 是給定的泛音集中的基頻。這顯示了基音檢測算法能夠成功地檢測給定頻率集中出現的基 頻。在所選實施例中，預定的硬性截止值(例如，3.0)可以用來從測試基頻中選擇基音頻 率，使得失配誤差超過預定的硬性截止值的任何測試基頻將不會被選為基音頻率。通過限 制失配誤差，該算法保證不檢測假基頻。通過限制測試基頻的范圍，該算法有效并且更準確 地確定輸入信號中爆震事件的出現。對于短期能量計算步驟420，可以通過使用所提取的頻率和振幅信息408首先計 算幀能量￡ 來實現(步驟422)。如上所述，可以或者在時域或者在頻域中計算幀能量以通 過使用等式[3]累積幀內采樣的信號能量來確定一個幀期間所檢測信號323的能量值。接 下來，計算平均幀能量(步驟424)，諸如對具有在前幀的預定數量的短期能量值的短期幀 能量值En進行組合和平均。為了演示如何在步驟436檢測幀能量增加，考慮圖19-21所示的示例性測試信號， 其描述了不同類型的爆震事件的平均幀能量測量。具體的，針對其中出現爆震事件的第一 超前點火測試信號130 (以100kHz的采樣率對轉速3600rpm的發動機進行測量)，在圖19 中按幀來繪制爆震能量。此外，以波形131來繪制所計算的平均幀能量。如同能夠看到的 一樣，平均幀能量131通常很小(例如，< 2)，但當幀18出現爆震事件時，幀能量急劇增加。 這通過爆震檢測算法被成功地檢測，如所計算的平均幀能量波形131中的點132所示。相對 照地，圖20顯示了其中爆震事件沒有出現的第二正常點火測試信號140的繪圖(以100kHz 的采樣率對轉速為3600rpm的發動機進行測量)。類似地，圖21顯示了其中爆震事件沒有 出現的第三較晚點火測試信號150的繪圖(以100kHz的采樣率對轉速為3600rpm的發動 機進行測量)。當幀能量缺少顯著增加(例如，> 4或5)，則不存在表明檢測到爆震事件的 所計算的短期能量波形的增加，如通過圖20和21中缺少爆震事件指示來表示的。將認識到，能夠修改在此所述的爆震檢測技術并且在處于如下采樣級別的爆震窗
12口中使用它標識爆震出現在哪個采樣。此外，該算法通過減少幀中的采樣數目能夠實現 更高的準確度。通過僅僅在幀能量存在短期增加時計算基音，能夠進一步優化所公開的爆 震檢測技術。還可以將爆震檢測算法的參數調整得更嚴格或更不嚴格，諸如通過改變峰值 檢測條件或者改變頻率幀能量標準。根據更嚴格的要求，將存在更少的爆震檢測，而根據更 寬松的要求，可能檢測到過多的爆震事件。此外，通過重疊輸入數據的幀并且計算該數據的 STFT，能夠實現更高的時間分辨率以及因而更高的準確度。然而，這產生了處理器上額外的 計算負荷。在檢測爆震信號之前，爆震判定步驟430針對表明出現爆震信號的兩個條件有效 地評估所檢測的信號。在示例性實現中，在步驟432中檢測預定基音頻率和諧振的出現，并 且在步驟436中檢測短期能量增加變化。如果所檢測的基音頻率對應于爆震事件的共振和 諧振頻率，基音檢測步驟432提供爆震事件指示中的一個。另一指示通過確定是否已經檢 測到短期能量增加來提供(步驟436)。通過比較當前幀能量En和在前幀的能量和/或平 均幀能量，能夠檢測短期幀能量中的增加。通常，平均幀能量很小，但在發生爆震事件時，與 平均幀能量相比，幀能量En顯著增加。將認識到，可以使用其它技術來檢測短期幀能量的 增加，諸如通過使用預定閾值以比較幀能量￡ 和在前幀的能量。如果這些條件中的一個或兩者沒有被滿足(例如，判定432、436中任何一個的結 果為負)，則不存在爆震信號指示，并且處理結束(步驟434)。然而，如果條件中的兩者都 被滿足(例如，判定432和436的結果為正)并且被檢測到(判定437的結果為正)，則提 供已經檢測到爆震信號的指示(步驟438)并且序列結束(步驟439)。如將認識到的，已經 檢測到爆震信號的指示可以由適當的發動機控制算法用來通過調整發動機的燃燒操作而 最小化爆震帶來的不良影響。已經測試了在此所述的技術以顯示與傳統的基于能量的爆震檢測算法相比，使用 在此所公開的雙條件檢測方案是如何更準確地檢測爆震事件。表2中列出了測試結果，其 顯示了較寬的條件范圍，在這些條件下，已經對處于各種發動機rpm級別以及超前、正常或 較晚點火條件下的4缸發動機的數據測試了該算法。表2 爆震檢測測試案例 表2中，標為“實際”的列包含與測試案例中出現|_震事件有關的信息。“基于會旨量
的算法”列顯示了當僅僅短期能量中的增加被用來檢測爆震信號時爆震信號的檢測。最后 一列顯示了在此所述的結合基音檢測和短期能量增加的雙條件檢測方法的爆震檢測結果。 通過“ V”表示爆震的出現，而“X”表示信號中沒有爆震。如所看到的一樣，雙條件爆震檢 測方法實現了各種條件下100%的準確率，而基于能量的算法在第6號和第9號測試具有錯 誤的正判定(positive)。這些測試可能對應發動機遭遇突然振動(例如，經過坑洼或鐵路 導軌)的情況，其中加速度傳感器顯示遍布所有頻率的更高能量級，但其中沒有檢測到基 音頻率。因為在此所述的雙條件爆震檢測系統和方法僅僅基于能量計算和控制代碼，其與 比較基音檢測中不同時間的時-頻分布或者基于能量的爆震檢測技術的其它爆震檢測技 術相比計算起來更有效并且更準確。這使得其適于其中低功率很重要并且關注實時發送的 應用，尤其是與計算強度更大的爆震檢測方案相比。現在，將認識到，已經提供了一種檢測內燃機中爆震信號的方法和系統。如所公開 的一樣，傳感器結構(例如，加速度傳感器或者附加至發動機氣缸的某些其它非介入式聲 敏傳感器)可操作地耦接內燃機以響應于發動機振動而生成傳感器信號信息。可操作地耦 接傳感器結構的是信號處理結構，其從傳感器信號信息中提取數字信號信息以識別數字信 號信息中的預定基音頻率和任何短期能量增加。在示例性實施例中，信號處理結構包括將 傳感器信號信息采樣成數字傳感器信號的ADC。此外，信號處理結構可以包括將數字傳感器 信號數字地濾波成濾波數字傳感器信號的抗混疊濾波器。信號處理結構還可以包括將濾波 數字傳感器信號向下采樣成抽取的濾波數字傳感器信號的抽取器。此外，信號處理結構可 以包括從抽取的濾波數字傳感器信號中提取瞬間頻率和振幅信息的短時傅里葉變換模塊。在所選實施例中，短時傅里葉變換模塊對抽取的濾波數字傳感器信號應用布萊克曼哈里斯 窗口以減少頻率模糊。最后，信號處理結構可以包括從瞬間頻率和振幅信息中檢測預定基 音頻率和短期能量增加的爆震檢測模塊。在所選實施例中，爆震檢測模塊包括使用雙向失 配誤差計算從瞬間頻率和振幅信息中計算基音頻率的基音檢測模塊。此外，爆震檢測模塊 包括計算短期能量增加的能量計算模塊，諸如通過從瞬間頻率和振幅信息中計算幀能量值 并且接著將該幀能量值和一或更多個在前幀的幀能量值進行比較來算短期能量增加。預定 基音頻率和短期能量增加結合用來生成爆震檢測信號。依照另一種形式，通過使用爆震傳感器首先獲取內燃機中氣缸的模擬振動信號信 息，并且接著對模擬振動信號進行低通濾波以去除高頻分量，提供了一種從內燃機獲取發 動機爆震數據的方法和系統。接著，將模擬振動信號信息處理成多個幀以生成抗混疊的、向 下采樣的數字時域信號。在所選實施例中，該處理包含將模擬振動信號信息數字化采樣為 數字傳感器信號，將數字傳感器信號低通數字化濾波為濾波數字傳感器信號并且接著將濾 波數字傳感器信號抽取為抽取的濾波數字傳感器信號。隨后，將數字時域信號短期傅里葉 變換為數字頻域信號，從而為每一幀生成瞬間頻率和振幅信息。在所選實施例中，短期傅里 葉變換處理包含將數字時域信號和布萊克曼哈里斯窗口相乘。瞬間頻率和振幅信息用來檢 測幀中的預定基音頻率以及檢測幀中的預定能量增加。例如，通過計算雙向失配誤差值以 從一組候選基音頻率中進行選擇，能夠檢測預定基音頻率，而通過比較當前幀的第一能量 值和在前幀的第二能量值，和/或通過比較當前幀的第一能量值和兩個或更多在前幀的平 均能量值(例如，平均幀能量)，能夠檢測預定能量增加。如果檢測到預定基音頻率和預定 能量二者都增加，則生成發動機爆震檢測信號。依照又一種形式，提供了一種檢測發動機爆震的方法，其中感測發動機振動的加 速度傳感器生成模擬傳感器信號。從模擬傳感器信號中逐幀地提取數字信號以識別數字 信號中預定基音頻率和任何短期能量增加。數字信號提取可以通過如下方式來完成將模 擬傳感器信號采樣為數字傳感器信號，將數字傳感器信號抗混疊濾波為濾波數字傳感器信 號，將濾波數字傳感器信號抽取為抽取的濾波數字傳感器信號，通過應用布萊克曼哈里斯 開窗的短時傅里葉變換從抽取的濾波數字傳感器信號中提取瞬間頻率和振幅信息，并且從 瞬間頻率和振幅信息中檢測預定基音頻率和短期能量增加。通過使用雙向失配誤差計算從 瞬間頻率和振幅信息中計算基音頻率來完成預定基音頻率的檢測。此外，通過從瞬間頻率 和振幅信息中計算當前幀能量值，并且比較當前幀能量值和一或更多個在前幀的幀能量值 來完成短期能量增加的檢測。如果在一個幀中檢測到預定基音頻率和短期能量二者都增 加，則生成爆震檢測信號。可以以存儲在計算機可讀介質上并且作為計算機程序在通用或專用計算機上執 行以執行特定任務的軟件來實現用于檢測或預測爆震信號的方法和系統，其使用在此所描 述和所顯示的基音檢測和短期能量變化的結合。對于硬件實現，用來執行各種信號處理步 驟(例如，模擬濾波、數字化、抗混疊濾波、抽取、STFT處理等等)的元件可以實現在一或更 多個專用電路、專用集成電路(ASIC)、數字信號處理器(DSP)、數字信號處理裝置(DSPD)、 可編程邏輯裝置(PLD)、場可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、被 設計用來執行在此所述功能的其它電子單元或者它們的組合中。附加的或替代的，可以使 用軟件實現，從而可以在執行在此所述功能的模塊(例如，程序、功能等等)中實現信號處理步驟的部分或全部。將認識到，將功能劃分為模塊是出于示例的目的，而替代實施例可以 將多個軟件模塊的功能合并為單個模塊或者可以實施模塊功能的替代分解。在任何軟件實 現中，可以由處理器或控制器來執行軟件代碼，其中所述代碼以及基礎的或已處理數據被 存儲在諸如板上或外部存儲單元的機器可讀或計算機可讀存儲介質上。盡管在此公開的所述示例性實施例涉及在相同汽車系統中使用的各種爆震檢測 系統和方法，但本發明沒有必要限定于在此所述的示例性實施例。例如，在此公開的爆震檢 測算法可以用于任何內燃機。此外，將認識到，在此結合特定低通濾波功能來描述的實施例 可以推廣應用至任何期望的傳遞感興趣信號的濾波功能。因而，以上所述的特定實施例僅 僅是示例并且不應當被視為對本發明的限制，因為本發明可以通過對于受益于此處教導的 本領域技術人員而言顯而易見的、不同但等同的方式來修改和實踐。因此，此前的描述不旨 在限定本發明為所述的特定形式，恰恰相反地，其旨在覆蓋可以被隨附權利要求所限定的 本發明的精神和范圍所包括的替換、修改和等效方案，由此本領域技術人員應當理解他們 可以以最廣泛的形式進行多種改變、替換和變化而不偏離本發明的精神和范圍。上文已經針對特定實施例描述了益處、其它優點和對問題的解決方案。然而，這些 益處、優點、對問題的解決方案以及可以使任何益處、優點或解決方案出現或變得更加顯著 的任何要素不應被解釋為任何或所有權利要求的關鍵的、必需的或基本的特征或因素。如 此處使用的，術語“包括”、“包含”或其其它變體，旨在涵蓋非排他性的包括，由此包括一系 列要素的工藝、方法、物品或裝置并不是僅包括這些要素，而是可以包括未明確列出的或者 對于該工藝、方法、物品或裝置是固有的其它要素。
1權利要求
一種檢測內燃機中爆震信號的系統，包含傳感器結構，可操作地耦接內燃機以響應于發動機振動生成傳感器信號信息；以及信號處理結構，可操作地耦接所述傳感器結構以從所述傳感器信號信息中提取數字信號信息來識別所述數字信號信息中的預定基音頻率和任何短期能量增加，所述預定基音頻率和任何短期能量增加的組合用來生成爆震檢測信號。
2.如權利要求1所述的系統，其中所述傳感器結構包含加速度傳感器。
3.如權利要求1所述的系統，其中所述傳感器結構包含用于附加至發動機氣缸的非介 入式聲敏傳感器。
4.如權利要求1所述的系統，其中所述信號處理結構包含模數轉換器，用于將所述傳感器信號信息采樣為數字傳感器信號； 抗混疊濾波器，用于將所述數字傳感器信號數字化濾波為濾波數字傳感器信號； 抽取器，用于將所述濾波數字傳感器信號向下采樣為抽取的濾波數字傳感器信號； 短時傅里葉變換模塊，用于從所述抽取的濾波數字傳感器信號中提取瞬間頻率和振幅 信息；以及爆震檢測模塊，用于從所述瞬間頻率和振幅信息中檢測預定基音頻率和短期能量增 力口，其中如果檢測到所述預定基音頻率并且如果檢測到所述短期能量增加，則所述爆震檢 測模塊生成爆震檢測信號。
5.如權利要求4所述的系統，其中所述短時傅里葉變換模塊將布萊克曼哈里斯窗口應 用至所述抽取的濾波數字傳感器信號以減小頻率模糊。
6.如權利要求4所述的系統，其中所述爆震檢測模塊包含基音檢測模塊，用于使用雙 向失配誤差計算來從所述瞬間頻率和振幅信息中計算基音頻率。
7.如權利要求4所述的系統，其中所述爆震檢測模塊包含能量計算模塊，用于從所述 瞬間頻率和振幅信息中計算幀能量值。
8.如權利要求7所述的系統，其中所述爆震檢測模塊包含爆震判定模塊，用于通過比 較所述幀能量值和一或更多在前幀的幀能量值來計算短期能量增加。
9.一種從內燃機獲取發動機爆震數據的方法，包含以下步驟 使用爆震傳感器從內燃機中的氣缸獲取模擬振動信號信息；按幀來處理所述模擬振動信號信息以生成抗混疊的、向下采樣的數字時域信號； 將所述數字時域信號短期傅里葉變換為數字頻域信號，從而為每一幀生成瞬間頻率和 振幅信息；從所述瞬間頻率和振幅信息中檢測幀中預定基音頻率； 從所述瞬間頻率和振幅信息中檢測幀中預定能量增加；以及如果檢測到所述預定基音頻率并且如果檢測到所述預定能量增加，則生成發動機爆震 檢測信號。
10.如權利要求9所述的方法，其中獲取模擬振動信號信息的步驟包含對所述模擬振 動信號信息進行低通濾波以去除高頻分量。
11.如權利要求9所述的方法，其中處理所述模擬振動信號信息的步驟包含 將所述模擬振動信號信息數字化采樣為數字傳感器信號；將所述數字傳感器信號低通數字化濾波為濾波數字傳感器信號；以及將所述濾波數字傳感器信號抽取為抽取的濾波數字傳感器信號。
12.如權利要求9所述的方法，其中對所述數字時域信號進行短期傅里葉變換的步驟 包含將所述數字時域信號和布萊克曼哈里斯窗口相乘。
13.如權利要求9所述的方法，其中檢測預定能量增加的步驟包含比較當前幀的第一 能量值和在前幀的第二能量值。
14.如權利要求9所述的方法，其中檢測預定能量增加的步驟包含比較當前幀的第一 能量值和兩個或更多在前幀的平均能量值。
15.如權利要求9所述的方法，其中檢測預定基音頻率的步驟包含計算雙向失配誤差 值以從一組候選基音頻率中進行選擇。
16.一種檢測發動機爆震的方法，包含以下步驟由感測發動機振動的加速度計生成模擬傳感器信號；以及從所述模擬傳感器信號中按幀提取數字信號以識別所述數字信號中的預定基音頻率 和任何短期能量增加；如果在幀中檢測到所述預定基音頻率和短期能量增加，則生成爆震檢測信號。
17.如權利要求16所述的方法，其中按幀提取數字信號的步驟包含將所述模擬傳感器信號采樣為數字傳感器信號；將所述數字傳感器信號抗混疊濾波為濾波數字傳感器信號；將所述濾波數字傳感器信號抽取為抽取的濾波數字傳感器信號；通過應用加窗短時傅里葉變換從所述抽取的濾波數字傳感器信號中提取瞬間頻率和 振幅信息；以及從所述瞬間頻率和振幅信息中檢測預定基音頻率和短期能量增加。
18.如權利要求17所述的方法，其中應用加窗短時傅里葉變換的步驟包含對所述抽取 的濾波數字傳感器信號應用布萊克曼哈里斯窗口。
19.如權利要求17所述的方法，其中檢測預定基音頻率和短期能量增加的步驟包含使 用雙向失配誤差計算來從所述瞬間頻率和振幅信息中計算基音頻率。
20.如權利要求17所述的方法，其中檢測預定基音頻率和短期能量增加的步驟包含從 所述瞬間頻率和振幅信息中計算當前幀能量值，并且比較所述當前幀能量值和一或更多在 前幀的幀能量值。
全文摘要
在汽車系統(300)中，提供了一種爆震檢測方案，用于檢測內燃機中的爆震事件，其由諸如非介入式聲敏加速度傳感器(310)的傳感器結構來感測以生成由信號處理結構(312、316、318、326)處理的傳感器信號信息，信號處理結構從傳感器信號信息中提取數字信號參數以識別數字信號信息中結合用來提供發動機爆震行為的正指示的預定基音頻率(330)和任何短期能量增加(328)。當使用短期傅里葉變換(324)來提取數字信號參數時，通過對要被變換的數字信號適當地加窗，可以提高時頻分辨率。
文檔編號F02D35/02GK101855440SQ200880115226
公開日2010年10月6日 申請日期2008年9月23日 優先權日2007年11月7日
發明者K·P·帕迪, P·W·門特 申請人:飛思卡爾半導體公司