專利名稱：一種直流變頻空調壓縮機智能控制器及其所控制的空調機的制作方法
技術領域：
本實用新型屬于電子智能控制技術領域，涉及一種直流變頻空調壓縮機智能控制器及 其控制方法，同時還涉及其所控制的空調機。
背景技術：
傳統定頻空調機(定頻空調機)采用"開一關"固定調節模式，能耗大，噪音和溫度波 動大，舒適性差，開關時對空調壓縮機也有較大的損害。與其相比，變頻空調器是通過內 裝的由微電腦控制的變頻器改變頻率，從而控制空調器壓縮機的轉速。使壓縮機轉速能夠 連續變化，實現壓縮機能量的無級調節。
何為定頻空調與變頻空調定頻和變頻的區別就在于壓縮機的轉速的控制方式。定頻 空調壓縮機的轉速固定，不可變；其制冷(熱)時輸出的冷(熱)量也是固定，不可調節；所 以溫度的調節只能由壓縮機的開或停來進行調節。變頻空調——壓縮機的轉速不是固定， 可改變；其制冷(熱)時輸出的冷(熱)量也是可以調節的；所以溫度的調節可以通過改變壓 縮機的轉速，從而改變空調輸出冷量。
定頻機、交流變頻、直流變頻和全直流變頻的區別從省電方面看，以定頻機為參照，
一般來說交流變頻省電30%，直流變頻省電40%以上。從舒適性來分析，直流變頻的噪音更
低、溫度波動更低，舒適性更高。三者按其節能性、舒適性及價格的排序直流變頻>交 流變頻>定速機。
變頻空調與普通空調器或稱定轉速空調器的主要區別是前者增加了變頻器。變頻空調 的微電腦隨時收集室內環境的有關信息與內部的設定值比較，經運算處理輸出控制信號。 交流變頻空調的工作原理是把工頻交流電轉換為直流電源，并把它送到功率模塊(大功率晶 體管開關組合)；同時模塊受微電腦送來的控制信號控制，輸出頻率可調的交變電源(合成波 形近似正弦波)，使壓縮機電機的轉速隨電源頻率的變化作相應的變化，從而控制壓縮機的 排量，調節制冷量或制熱量。直流變頻空調同樣把工頻交流電轉換為直流電源，并送至功
率模塊，模塊同樣受微電腦送來的控制信號控制；所不同的是交流變頻空調模塊輸出的正
弦波電流是由硬件合成的，而直流變頻空調中模塊輸出的正弦波電流是由軟件算法產生的， 且調速性能與直流電機相同，因此直流變頻空調更省電，噪聲更小。直流變頻技術是真正的節能技術，也是目前世界上公認的最先進的節能技術，它比普 通空調節能40%以上。與普通直流變頻技術相比，正弦波直流變頻技術具有效率更高、運 行更平穩、噪音更低等諸多優點。
120度方波和180度正弦波的區別120度方波控制先出現幾年，180度正弦波是其升 級后的產物。現在180度正弦波控制方式也成熟了，其比120度方波控制在節能、制冷效 率、穩定性、控制精度等方面都有更好的表現，代表著目前變頻技術的最高水平。
目前市場上的變頻空調主要采用直流120度變頻(方波驅動)和直流180度變頻(正 玄波驅動)兩種方案。前者成本低、控制算法簡單，但節能效果和噪音控制并不理想，在 國外已經基本淘汰。與前者相比，直流180度變頻空調有著優越的節能效果，運轉更為平 穩安靜，配合新型冷媒可以做到零污染，非常符合當前節能減排的發展方向。但目前180 度直流變頻空調的控制器核心技術都掌握在幾家跨國公司的手里，這些跨國公司總是封鎖 其核心技術，國內的空調廠家雖然已在生產180度直流變頻空調，但其在控制器核心技術 方面仍然是空白。所以，國內的空調廠家基本上都是高價成套采購這些跨國公司生產的控 制器，導致180度直流變頻空調的生產成本高居不下。
近年，國內的幾家主要空調廠家海爾、美的、格力等也研發出180度直流變頻空調控 制器，但由于未能成功突破變頻逆變控制關鍵核心技術，變頻逆變控制模塊還得依賴進口， 其方案構成至少需要二個可編入軟件的微控制器，即一個依賴進口的己編入他人軟件的用
于變頻逆變控制的模塊，和另一個可編入自主研發軟件的用于其他智能控制的模塊。中國 實用新型專利申請200610144999. 2 (申請日2006-11-29，
公開日2008-06-(M)的公開 文獻CN101192807A，所描述的就是典型的上述方案。該類方案自然還存在變頻逆變控制關 鍵核心技術需依賴他人，成本仍高居不下等缺陷。
申請人檢索了大量本申請有關的現有技術文獻，認為中國專利文獻CN1083170C、 CN1266428C、 CN101192807A、 CN101191651A、 CN201072207Y均為本實用新型相關現有技術 文獻；并認為其中公開文獻CN101192807A是本實用新型最接近的現有技術文獻。
發明內容
本實用新型首先要解決的技術問題是針對上述現有技術現狀而提供一種直流變頻空調 壓縮機智能控制器及其控制方法的技術方案。
本實用新型采用以下技術方案解決上述技術問題
本實用新型控制器硬件配置的基本方案 一種直流變頻空調壓縮機智能控制器，包括依次實行電連接的整流濾波電路(220)與用于驅動直流變頻壓縮機(140)的功率模塊(210)， 所述整流濾波電路(220)具有用于連接交流市電(150)的電接口，所述的功率模塊(210) 具有用于連接直流變頻壓縮機(140)的電接口；其特征在于，所述整流濾波電路(220) 另經用于提供低壓電源的開關電源(240)與作為核心處理單元的單個DSP控制器(200) 電連接，所述單個DSP控制器(200)還分別與所述功率模塊(210)、用于與空調室內機(100) 通訊的通訊隔離電路(250)、用于驅動空調室外機風機的風機驅動電路(280)、用于將溫 度信號轉化為能被所述DSP控制器(200)接收的電信號的溫度采樣電路(270)電連接， 所述溫度采樣電路(270)具有用于連接溫度傳感器(120)的電接口。
為實現所控制的空調機制冷、制熱方式切換，所述DSP控制器(200)還連接用于控制 空調室外機四通閥(110)的繼電器(260)。
為提高功率因數，所述整流濾波電路(220)先經過功率因數校正電路(230)，再分別 與所述功率模塊(210)及開關電源(240)電連接。
為實現所控制的空調機制冷、制熱方式切換，同時提高功率因數，所述整流濾波電路 (220)先經過功率因數校正電路(230)，再分別與所述功率模塊(210)及開關電源(240) 電連接；所述DSP控制器(200)還連接用于控制空調室外機四通闊(110)的繼電器(260)。
作為上述方案的進一步方案，所述功率模塊(210)包括一組單電阻電流采樣電路，所 述單電阻電流采樣電路通過采集在母線負端串接的電阻R上的直流信號，通過電機相電流 重構技術，還原出電機的3相電流信息。
作為優選，所述采樣電阻即為IPM功率模塊(210)的過流保護電阻。本優選方案采樣 電阻正是利用了 IPM功率模塊的過流保護電阻，所以不會增加任何硬件成本。
作為上述進一步方案并列方案，所述功率模塊(210)包括一組三電阻電流采樣電路， 所述三電阻電流采樣電路通過采集分別串接在所述功率模塊(210)三相下橋臂負端上的三 個電阻R1、 R2、 R3上的直流信號，直接獲得電機的三相電流信息。
作為優選，所述三個采樣電阻R1、 R2、 R3即為IPM功率模塊(210)的過流保護電阻。
作為進一步具體方案，所述功率因數校正電路(230)主功率電路包括自輸入側開始依 次電連接的下列元器件二極管全波整流電路、儲能電感L、功率管S、升壓二極管D、輸 出電容C，以及相關負載；連續模式功率因數校正算法結構分為電壓外環、給定算法及電 流內環三部分；電壓外環實現輸出直流電壓跟隨給定電壓；電流給定算法產生與輸入電壓 一致的正弦波形，并加入恒功率電壓前饋；電流內環實現輸入交流電流跟隨輸入交流電壓波形，完成PFC功能。
本實用新型控制器智能控制方法的基本方案 一種直流變頻空調壓縮機的智能控制方 法，用如權利要求1或2所述的直流變頻空調壓縮機智能控制器進行控制實施，在所述DSP 控制器(200)中植入控制軟件，采用簡稱為FOC的無傳感器磁場向量控制方式，所述FOC 采用雙閉環控制，內環為電流環，外環為速度環；電流環實現對壓縮機永磁同步電機驅動 電流的解耦控制，間接控制電機的輸出扭矩；速度環用來控制壓縮機的工作頻率，使其既 能滿足定頻時的穩態要求又能滿足變頻時的動態響應。
作為上述控制方法的基本方案的進一步優選方案，所述內環電流環的控制流程為 al、首先對壓縮機相電流進行采樣，然后進行電流解耦的坐標變換。通過Clake變換 將三相電流變換為兩相靜止正交坐標系，通過Park變換將其變換為兩相旋轉坐標系。 在兩相旋轉坐標系中，通過控制交軸電流就能夠達到控制電機輸出扭矩的作用。 a2、對變換后的旋轉坐標系的兩相電流進行電流環PID閉環控制。其中直軸(D軸)分 量為電機的勵磁電流，使其始終為零；而交軸(Q軸)分量為電機的轉矩電流，使其自 動跟隨速度環輸出的給定值。
a3、對電流環的輸出量進行反Park變換，并通過空間矢量算法(SVPWM)將其轉化為 PWM波的占空比。
a4、根據空間矢量算法計算出的P麗波的占空比，通過DSP的3組PWM輸出端口，輸 出6路互補的PWM波形，用來控制功率逆變橋直接驅動直流變頻壓機。 所述外環速度環的控制流程為
bl、根據空間矢量算法計算出的三相P麗波的占空比和實際的壓機電流采樣值，通過 滑模觀測器估算壓機轉子的實際位置。其估計出的角度值將用以下一中斷周期的坐標 變換，和電機轉速的計算。
b2、根據電機轉子位置的估算值計算壓機的實際運行頻率，并通過速度環的PID閉環 調節，使得壓機的實際運行頻率有效跟隨目標頻率，達到壓機頻率的自動控制。 作為上述控制方法的基本方案的進一步優選方案，該控制軟件包括一個主循環函數和 一個主中斷函數，優先執行主中斷函數，所述主循環函數時間間隔周期設定為以ms計的瞬 間T，用于執行壓縮機轉速檢測、速度環PID調節、壓縮機位置反饋補償、與室內機通訊、 空調運行狀態控制；所述主中斷函數時間間隔周期設定為遠小于T的以0. lras計的瞬間t， 用于執行壓縮機相電流、直流母線電壓、交流輸入電壓AD采樣、坐標變換、電流環PID
7調節、反Park變換、空間矢量計算SVPWM即壓縮機的矢量變頻控制、電機轉子位置估算。 作為上述控制方法的基本方案的進一步優選方案，所述主循環函數用來執行的控制步 驟包括
cl、上電復位后，首先對系統進行初始化，包括對各個硬件模塊寄存器的初始化、 軟件變量初值的初始化以及各個系統中斷的設置與開啟，系統初始化完成后程序便進入主 循環函數；
c2、判斷程序運行是否達到設定的時間間隔T1，如果達到Tl則執行包括但不限于下 述控制流程壓機轉速檢測、速度環PID調節、壓機位置反饋補償；其中，壓機轉速檢測 子函數主要負責根據壓縮機的外置反饋信息實時計算壓機的轉速；速度環PID調節子函數 則比較壓縮機實際頻率與目標頻率的差值，并進行PID閉環控制，使壓縮機實際頻率自動 跟蹤目標頻率，達到有效控制壓機頻率的目的，速度環的輸出量將作為電流環的給定量；
c3、判斷程序運行是否達到設定的大于T1的設定時間間隔T2，如果達到T2則執行與 室內機通訊的流程；與室內機的通訊主要包括空調系統室內機和室外機運行參數的交換、 系統錯誤信息和保護命令的交換；
c5、系統在空閑時，則執行空調運行狀態控制流程和系統保護流程等；其中，空調運 行狀態控制流程主要執行空調制冷、制熱等不同條件下對壓縮頻率的實時控制，保證空調 總是工作在能效比最佳的狀態下；系統保護流程則主要負責保護空調室外機各個硬件單元 都工作在安全范圍內，包括但不限于控制器的電壓、電流保護，壓縮機的各種溫度保護和 頻率限制。
所述中斷中斷函數用來執行以下步驟
dl、每當程序運行達到設定的時間間隔t后，則進入此中斷函數；首先對壓縮機的相 電流、控制器的直流母線電壓模擬量進行數字化采樣，這些模擬量做為系統控制的外部反 饋和控制基礎；
d2、對壓縮機相電流采樣值進行坐標變換；通過Clake變換將三相電流變換為兩相靜 止正交坐標系，通過Park變換將其變換為兩相旋轉坐標系；
d3、對變換后的旋轉坐標系的兩相電流進行電流環PID閉環控制；使得壓縮機電流的
直軸分量總是保持為零，而交軸分量自動跟隨速度環輸出的給定值；
d4、對電流環的輸出量進行反Park變換，將其轉換到兩相靜止坐標系；變換后的輸出 量將用于計算SVPWM的占空比；d5、根據上面的輸出量，通過空間矢量脈寬調制算法(SVPWM)，將其換算為三相PWM 波的占空比；通過DSP的3組PWM輸出端口，控制功率模塊直接驅動直流變頻壓機；
d6、根據上一步輸出的三相PWM波的占空比和實際的壓機電流采樣值，通過滑模觀測 器估算壓機轉子的實際位置；其估計出的角度值將用以下一中斷周期的坐標變換；
作為上述控制方法的基本方案的進一步優選方案，用如權利要求3或4所述的直流變 頻空調壓縮機智能控制器進行控制實施，所述主循環函數還執行PFC (功率因數校正)電 壓環控制，相應的，在步驟c3與c5間插入步驟
c4、判斷程序運行是否達到設定的大于T2的時間間隔T3，如果達到T3，則執行PFC 電壓環控制流程；PFC(功率因數校正)電壓環控制主要為了實現對系統母線電壓的有效控 制，使母線電壓能夠長期穩定在要求范圍內，實現升壓和穩壓的功能；
所述主中斷函數還執行數字PFC電流環控制，在步驟a中還進行PFC電感的電流和交 流輸入電壓等模擬量進行數字化采樣，在步驟d6后還有步驟
d7、根據第一步中采樣得到的PFC電感的電流和交流輸入電壓，以及t5循環周期中 PFC電壓閉環控制的輸出量，進行數字PFC電流環的PID閉環控制。
作為優選，所述步驟c2還包括執行壓機位置反饋補償子函數，用于消除對壓縮機位置 估算可能產生的滯后誤差。
作為優選，所述空間矢量算法(SVP麗)是將定子電流產生的磁場分為6個相限和6 個基本矢量、2個零矢量，任意方向的定子磁場都是由兩個相鄰的基本矢量合成得到的； 每個基本矢量都對應一種開狀態，通過改變6個開關管的導通狀態可以隨意切換6個基本 矢量；任意方向的空間矢量被分為6個相限，每個相限的矢量都是由兩個相鄰的基本矢量 和兩個零矢量構成，通過改變兩個基本矢量的占空比來改變合成矢量的大小和方向。
所述電機轉子位置估算方法利用一種被稱為滑模觀測器數學模型進行估算，根據電機 在兩相靜止坐標系(a — e坐標系)下的模型來建立狀態方程，通過不斷獲取電流估計值 和測量值之間的偏差來修正模型，使兩者之間的偏差逐漸消失，以實現對轉子轉角和速度 的估計；將估計電流和定子實測電流之差，帶入飽和函數，然后用自適應數字低通濾波器 進行相移補償，由輸出結果即可得到轉子位置角的正余弦函數。
所述利用一種被稱為滑模觀測器數學模型進行估算的電機轉子位置估算方法包括以下 運算流程
el、根據插入式永磁同步電機在兩相靜止坐標系(a — e坐標系)下的模型來建立狀態方程，+7 A廣")/; +丄(M廣^)，計算出估計電流/;;
e2、比較估計電流/:與實際電流f,的差值，然后通過一組飽和函數的計算，得到包含 反電動勢信息的變量z,;
e3、由于信號&中除了包含反電動勢信息外，還包含許多高頻分量和噪聲，所以在對 其進行低通濾波后，就得到了有用的反電動勢信息/,;
e4、由于反電動勢e:中包含位置角的正余弦函數，所以通過反正切函數的磁鏈角度估 算，就得到的角度信息^^
e5、由于采用低通濾波器來獲取反電動勢，引入了相位延遲。因此，需要根據低通濾 波器的相位響應，做一個相位延遲表，來獲取運行時相應指令速度A的相移角AP，
對4 進行補償，最后得到轉子轉角估算值4 ， S卩^=《 + A0。
所述PFC (功率因數校正)為采用數字控制單相Boost功率因數校正(PFC)技術，用 于如權利要求7所述的直流變頻空調壓縮機智能控制器，該數字PFC技術是采用電感電流 連續模式(Continuous。 onductionmode， CCM)的有源功率因數校正技術；CCM的PFC的控 制為乘法器原理，開關頻率固定，開關管導通比隨著電感電流而變化，最終使得平均電感 電流跟蹤正弦給定，實現功率因數校正。
所述PFC (功率因數校正)的工作流程包括
fl、采樣母線電壓t/。，并與給定值t/f進行比較，然后對其誤差進行PID調節；完成電
壓環控制后，輸出的f^用作計算電流環的給定；
f2、對交流側輸入電壓進行AD采樣，得到整流后的交流輸入電壓M,，將其與電壓環的
輸出[^相乘得到電流環的給定、。；經過乘法器后的電流環的給定/自是基本上和交流
輸入電壓成正比的波形；再經過后面的電流環控制，確保輸入電流對輸入電壓的跟蹤， 實現的功率因數校正；
f3、通過對輸入端串聯的采樣電阻i ,進行采樣，得到輸入端電流信號/,;通過對/,和 L的誤差進行PID控制，得到開關管S的占空比，然后通過DSP的PWM輸出管腳和IGBT
10驅動電路控制開關管S，確保實際電流/,跟蹤給定電流Z目，實現電流閉環控制；
f4、經過以上電壓閉環控制和電流閉環控制，實現有源功率因數校正，并使得母線電 壓穩定在系統需要的電壓值上，減小的母線濾波電容的紋波電流。
一種直流變頻空調壓縮機智能控制器的壓縮機電機相電流重構方法，利用所述電阻R采 樣逆變器直流母線電流，根據逆變器所處開關狀態和三相電流關系，計算出各相電流，實 現交流電動機的相電流重構。
一種直流變頻空調機，其配置有上述壓縮機智能控制器。
一種直流變頻空調機，其特征在于，其配置有上述壓縮機智能控制器，并使用上述用 于控制直流變頻空調壓縮機的智能控制方法。
本實用新型完全實現了直流180度變頻空調的無傳感器矢量變頻技術及其核心算法自 有化，并在此基礎上，加入了一些獨特的創新設計和特有技術。填補了國內在180度直流變 頻空調控制領域的技術空白。本實用新型180度直流變頻空調電控器采用當今世界上主流的 無傳感器空間矢量變頻技術，配合獨特的單電阻母線電流釆樣技術，實現了低成本、高能 效的變頻壓縮機驅動。并且整合了數字有源功率因數校正(PFC)，使得整機的功率因數可 以達到99.5%以上，完全滿足目前歐洲市場對家電功率因數和諧波的要求。接下來針對我 們控制方案的技術特點和主要創新進行簡要的闡述。
本實用新型的核心技術
1、 空間矢量變頻技術(SVPWM)。與目前多數180度直流變頻空調采用的正玄脈寬調制 (SPWM)技術相比，空間矢量脈寬調制技術(SVPWM)能夠使母線電壓的利用率提高13.4
%。從而使母線電壓得到最大利用，并使壓縮機的驅動效率(如最高轉速、最大輸出扭矩 等)得到明顯提高。但與SPWM相比SVP簡的軟件算法相對復雜。目前該技術已全部自有化， 并針對180度直流變頻空調的整體控制方案進行了獨特的改進。具體改進在技術創新中進 一步介紹。
2、 磁場向量控制(FOC)驅動技術。通過將三相固定坐標系轉化為兩相旋轉坐標系， 實現對三相永磁同步壓縮機的解耦控制。使得壓縮機的轉速更加平穩，電流更加平滑，減 少壓縮機換相脈動，使其運轉更加安靜平穩，有效的降低了空調的運轉噪音。 無傳感器位置反饋技術。采用滑模觀測法，根據母線電壓和電機定子的相電流估算電機轉 子的實際位置。該技術有效的實現了三相永磁同步電機轉子的實時位置反饋，并且對電機 的參數的適應性強，只需要簡單調整幾項參數，便可實現對各種壓縮機的高效控制。且該技術無需增加額外的反電動勢采樣電路，有效的降低的控制器的整機成本。
3、 雙閉環自控技術。采用電流內環和速度外環的雙閉環控制技術對壓縮機進行高效精 準的自動控制。使得壓縮機的速度和電流能夠獨立調節，即壓縮機在頻率一定的情況下可 隨負載變化自動調整輸出轉矩。有效的提高了壓縮機對負載變化的適應能力和速度響應能 力，使得壓縮機運轉更平穩、頻率響應更迅速，也就使得空調的制冷制熱更迅速，溫度控 制更精確。
4、 數字有源功率因數校正(PFC)技術。該系統整合了數字有源功率因數校正，能夠 使整機的功率因數達到99.5%以上。我們采用連續電流控制模式(CCM)，通過電流環和電 壓環的雙閉環控制，使得母線電壓能夠穩定在400V左右，輸入電壓可以適應160VAC 275VAC。完全滿足世界各國對家電的功率因數和諧波的要求。該方案取消了傳統硬件PFC 所需的專用控制芯片，有效的節省了整機的硬件成本。
本實用新型的突破創新
一、 單電阻母線電流采樣技術。該項技術在母線負端以采樣電阻的形式，對母線電流 進行采樣。配合我們獨有的母線電流還原法，通過對特殊時刻的母線電流進行采樣，那后 解析出電機的三相定子電流。該算法為我們獨有的創新技術，與目前其它同類產品(采用 相電流采樣方案)相比，這種單電阻母線電流采樣技術可以有效的節省電路硬件成本，簡 化PCB布板設計，并且對IPM功率模塊的適應性強，使得產品對電子器件的選擇面更廣， 更有利于產品的更新換代和壓縮成本。
二、 SVPWM脈寬補償技術。配合單電阻母線電流采樣技術，為了使其在極限情況下(如 輸出功率極小和極大時)采樣更加準確，必須對逆變橋的脈沖調制寬度進行補償。我公司 對現有的SVPWM算法進行創新改進，使其能夠在極限情況下更加準確的采集到母線中的有 效電流。
三、 無傳感器壓縮機啟動技術。在傳統的無位置傳感器變頻壓縮機驅動方案中，啟動 一直是個難題。由于在壓縮機靜止的情況下，無法檢測到電機的反電動勢，所以就無法得 知電機轉子初始的準確位置，使其存在啟動難、啟動轉矩小等問題。我們獨創的無傳感器 壓縮機啟動技術，將啟動過程分為幾個獨立的流程，使壓縮機分階段的逐漸啟動，從開環 控制逐步進入到閉環控制。實踐證明該技術簡單有效的實現了無位置傳感器壓縮機的啟動， 且單次啟動成功率在95%以上，對啟動負載的適應性也比較強，有很好實用價值。
四、 數字PFC脈寬調制技術。當今數字功率因數校正技術為開關電源技術的前沿領域，
12各種控制模式和方案也都各有千秋。我們自主研發的以連續電流模式(CCM)為基礎的數字 PFC脈寬調制技術，有效的對輸入電功率因數進行了校正，并使輸出母線電壓穩定在一個 合理的目標設定值上。實踐證明該項技術能夠與專用的PFC控制芯片媲美，使其整機功率 因數穩定在99.5%以上。有效的降低了整機的成本，提高了產品的品質。
圖1為本實用新型控制器的硬件原理框圖。
圖2為本實用新型控制器軟件的主循環函數流程圖。
圖3為本實用新型控制器軟件的主中斷函數流程圖。
圖4為本實用新型控制器無無傳感器FOC (磁場向量控制)系統的結構框圖。
圖5為本實用新型控制器的空間矢量示意圖。
圖6為本實用新型控制器的逆變橋開關狀態示意圖。
圖7為本實用新型控制器的P麗占空比示意圖。
圖8為本實用新型控制器功率模塊母線單電阻電流采樣電路的硬件原理圖。
圖9為本實用新型控制器功率模塊采用母線單電阻電流采樣電路方案逆變器開關處于
(Sa， Sb， Sc) = (l， 0， O)狀態時的電流走向示意圖。
圖10為本實用新型控制器滑模觀測器估計電機位置的結構流程圖。
圖11為本實用新型控制器的采用電感電流連續模式的數字PFC系統框圖。
圖12為本實用新型控制器功率模塊三電阻電流采樣電路的硬件原理圖。
圖13為本實用新型控制器功率模塊采用三電阻電流采樣電路方案逆變器開關處于(Sa，
Sb， Sc) = (l， 0, O)狀態時的電流走向示意圖。
具體實施方式
以下結合附圖詳細說明本實用新型的實施情況，但它們并不構成對本實用新型的限定， 僅作舉例。同時通過說明本實用新型的優點將變得更加清楚和容易理解。在此直流變頻空 調壓縮機智能控制器又稱作直流變頻空調室外控制器。
實施例一-
實施例一匯集本實用新型所有主要技術特征，是本實用新型一種直流變頻空調壓縮機 智能控制器及其控制方法的最佳實施例。
實施例一的控制器的硬件原理框圖如圖l所示，虛線以內代表直流變頻空調室外控制 器的內部硬件結構，虛線以外代表控制器連接和控制的外部功能單元。如圖1所示，實施例一的直流變頻空調壓縮機智能控制器，包括依次實行電連接的整 流濾波電路(220)與用于驅動直流變頻壓縮機(140)的功率模塊(210)，所述整流濾波 電路(220)具有用于連接交流市電(150)的電接口，所述的功率模塊(210)具有用于連 接直流變頻壓縮機(140)的電接口；所述整流濾波電路(220)另經用于提供低壓電源的 開關電源(240)與作為核心處理單元的單個DSP控制器(200)電連接，所述單個DSP控 制器(200)還分別與所述功率模塊(210)、用于與空調室內機(100)通訊的通訊隔離電 路(250)、用于驅動空調室外機風機的風機驅動電路(280)、用于將溫度信號轉化為能被 所述DSP控制器(200)接收的電信號的溫度采樣電路(270)電連接，所述溫度采樣電路 (270)具有用于連接溫度傳感器(120)的電接口。作為本實用新型的最佳實施例，在本 實施例中，所述整流濾波電路(220)先經過功率因數校正電路(230)，再分別與所述功率 模塊(210)及開關電源(240)電連接；所述DSP控制器(200)還連接用于控制空調室外 機四通閥(110)的繼電器(260)。
功率模塊(210)包括一組電阻電流采樣電路，在本實施例中提供二種電阻電流采樣電 路的優選方案
所述電流采樣電路的優選方案一功率模塊(210)包括一組單電阻電流采樣電路，如 圖8所示，單電阻電流釆樣電路通過采集在母線負端串接的電阻R上的直流信號，通過電 機相電流重構技術，還原出電機的3相電流信息。在本實施例中，該采樣電阻正是利用了 IPM功率模塊(210)的過流保護電阻，所以不會增加任何硬件成本。而傳統的電流檢測方 法是應用電流傳感器檢測電流，但較貴的傳感器使得系統成本增加。另一種方法是利用多 個廉價的線性電阻獲取電流信息，但在硬件受限的條件下，有時也難以實現。從降低系統 成本、減小體積出發，用單電流檢測技術獲取電機與驅動系統電流信息的方法成為一種有 效方式。
所述電流采樣電路的優選方案二所述功率模塊(210)包括一組三電阻電流采樣電路， 如圖12所示，所述三電阻電流采樣電路通過采集分別串接在所述功率模塊(210)三相下 橋臂負端上的三個電阻R1、 R2、 R3上的直流信號，直接獲得電機的三相電流信息。所述三 個采樣電阻R1、 R2、 R3即為IPM功率模塊(210)的過流保護電阻。與優選方案一相比， 本優選方案二的優點是軟件算法相對簡單，易于編程及控制實施；但硬件成本稍高。
如圖11所示，功率因數校正電路(230)主功率電路包括自輸入側開始依次電連接的 下列元器件二極管全波整流電路、儲能電感L、功率管S、升壓二極管D、輸出電容C，
14以及相關負載；連續模式功率因數校正算法結構分為電壓外環、給定算法及電流內環三部 分；電壓外環實現輸出直流電壓跟隨給定電壓；電流給定算法產生與輸入電壓一致的正弦 波形，并加入恒功率電壓前饋；電流內環實現輸入交流電流跟隨輸入交流電壓波形，完成 PFC功能。
以下為控制器的各硬件組成部分功能描述
1、 直流變頻空調室外控制器的電源由交流市電220VAC (150)提供，經過整流濾波電路
(220)和功率因數校正電路(230)后轉為直流310VDC左右。功率因數校正電路(230) 用來提高功率因數。如未經功率因數校正電路(230)，功率因數約為95%左右；經功率 因數校正電路(230)校正后，相應的功率因數能穩定在99.5%以上。
2、 經整流后的直流電源給功率模塊(210)供電，并經開關電源(240)后，為控制器整機 提供低壓電源。
3、 直流變頻空調室外控制器與室內機控制器(100)連接，通過隔離通訊電路(250)與室 內機進行通訊，交換空調控制系統的相關數據和控制指令。
4、 室外控制器由DSP (200)作為核心處理單元，采用單CPU方案的非隔離系統，有效降 低了硬件成本。
5、 由DSP (200)控制，通過功率模塊(210)驅動直流變頻壓機(140)。執行空調的制冷、 制熱功能。并通過改變壓縮機的頻率調節空調的制冷、制熱功率。
6、 通過溫度采樣電路(270)釆集空調室外機的各項溫度參數(120)，進行空調工作狀態 的有效控制，保證空調制冷、制熱達到最高效率和最佳效果。
7、 通過相關的驅動電路(280)控制室外的風機(130)，通過改變其轉速調節室外機的熱 交換量。
8、 通過相關繼電器(260)控制室外機的四通閥(110)，可以改變空調的制冷和制熱狀態。
以下詳細說明本實施例的控制方法
在所述DSP控制器(200)中植入控制軟件，該控制軟件包括一個主循環函數和一個主 中斷函數，系統優先執行主中斷函數，所述主循環函數時間間隔周期設定為以ms計的瞬間 T，如選用T=lms，用于執行壓縮機轉速檢測、速度環PID調節、壓縮機位置反饋補償、 與室內機通訊、空調運行狀態控制；所述主中斷函數時間間隔周期設定為遠小于T的以 O.lms計的瞬間t，如選用t-0.1ms，用于執行壓縮機相電流、直流母線電壓、交流輸入電 壓AD采樣、坐標變換、電流環PID調節、反Park變換、空間矢量計算SVPWM即壓縮機的矢量變頻控制、電機轉子位置估算。
以下結合附圖說明實施例一控制器的控制方法
主循環函數的軟件流程圖如圖2所示，以下對主循環函數的軟件流程圖進行說明
1、 上電復位后，首先對系統進行初始化。包括對各個硬件模塊寄存器的初始化、軟件變 量初值的初始化以及各個系統中斷的設置與開啟。系統初始化完成后程序便進入主循環 函數。
2、 判斷程序運行是否達到lms時間間隔，如果達到lms則執行壓機轉速檢測、速度環PID 調節、壓機位置反饋補償等流程。其中，壓機轉速檢測子函數主要負責根據壓縮機的外 置反饋信息實時計算壓機的轉速;速度環PID調節子函數則比較壓縮機實際頻率與目標 頻率的差值，并進行PID閉環控制，使壓縮機實際頻率自動跟蹤目標頻率，達到有效控 制壓機頻率的目的，速度環的輸出量將作為電流環的給定量；壓機位置反饋補償子函數 主要是為了消除滑模觀測器對壓縮機位置估計是產生的滯后誤差。
3、 判斷程序運行是否達到4ms時間間隔，如果達到4ms則執行與室內機通訊的流程。與室 內機的通訊主要包括空調系統室內機和室外機運行參數的交換、系統錯誤信息和保護命 令的交換等。
4、 判斷程序運行是否達到50ms時間間隔，如果達到50ms則執行PFC電壓環控制流程。PFC
(功率因數校正)電壓環控制主要為了實現對系統母線電壓的有效控制，使母線電壓能 購長期穩定在要求范圍內，實現升壓和穩壓的功能。
5、 系統在空閑時，則執行空調運行狀態控制流程和系統保護流程等。其中，空調運行狀態 控制流程主要執行空調制冷、制熱等不同條件下對壓縮頻率的實時控制，保證空調總是 工作在能效比最佳的狀態下;系統保護流程則主要負責保護空調室外機各個硬件單元都 工作在安全范圍內，如控制器的電壓、電流保護，壓縮機的各種溫度保護和頻率限制等。 系統的主中斷函數流程如圖3所示，該中斷的時間間隔為100us，壓縮機的矢量變頻控
制和數字功率因數校正等一些核心控制算法均在此中斷函數中實現。以下對主中斷函數流 程的軟件流程圖進行說明
1、 每當程序運行達到100us的時間間隔后，則進入此中斷函數。首先對壓縮機的相電流、 控制器的直流母線電壓、PFC電感的電流和交流輸入電壓等模擬量進行數字化采樣。這 些模擬量做為系統控制的外部反饋和控制基礎。
2、 對壓縮機相電流采樣值進行坐標變換。通過Clake變換將三相電流變換為兩相靜止正交坐標系，通過Park變換將其變換為兩相旋轉坐標系。
3、 對變換后的旋轉坐標系的兩相電流進行電流環PID閉環控制。使得壓縮機電流的直軸分 量總是保持為零，而交軸分量自動跟隨速度環輸出的給定值。電流環的PID調節有效的 控制了電機的驅動電流，確保其工作的效率最高。
4、 對電流環的輸出量進行反Park變換，將其轉換到兩相靜止坐標系。變換后的輸出量將 用于計算SVPWM的占空比。
5、 根據上面的輸出量，通過空間矢量脈寬調制算法(SVPWM)，將其換算為三相PWM波的占 空比。通過DSP的3組P麗輸出端口 ，控制功率模塊直接驅動直流變頻壓機。
6、 根據上一步輸出的三相PWM波的占空比和實際的壓機電流采樣值，通過滑模觀測器估算 壓機轉子的實際位置。其估計出的角度值將用以下一中斷周期的坐標變換。
7、 根據第一步中采樣得到的PFC電感的電流和交流輸入電壓，以及50ms循環周期中PFC 電壓閉環控制的輸出量，進行數字PFC電流環的PID閉環控制。該流程使得交流輸入的 功率因數達到99.8%。
圖4為F0C (磁場向量控制)的結構框圖。如圖4所示，FOC采用雙閉環控制，其中， 內環為電流環，外環為速度環。
電流環實現了對永磁同步電機驅動電流的解耦控制，由于永磁同步電機的輸出扭矩基 本正比與電機的交軸電流，所以可以利用電流環來間接控制電機的輸出扭矩。速度環用來 控制壓縮機的工作頻率，使其既能滿足定頻時的穩態要求又能滿足變頻時的動態響應。根
據電機的運動方程/^ = 7;-7;，式中，J為轉子的轉動慣量，fi^為轉子機械角速度。
=7;為輸出扭矩，7]為負載轉矩。因此可以通過速度和扭矩的雙閉環控制達
到對變化負載的自適應控制。如在穩態時，檔壓縮機的負載變大時，可以增加驅動電流， 使電機的輸出扭矩變大，達到平衡負載、穩定速度的目的。
如圖4，內環電流環的控制流程為
1、 首先對壓縮機相電流進行采樣，然后進行電流解耦的坐標變換。通過Clake變換將 三相電流變換為兩相靜止正交坐標系，通過Park變換將其變換為兩相旋轉坐標系。 在兩相旋轉坐標系中，通過控制交軸電流就能夠達到控制電機輸出扭矩的作用。
2、 對變換后的旋轉坐標系的兩相電流進行電流環PID閉環控制。其中直軸(D軸)分
量為電機的勵磁電流，使其始終為零；而交軸(Q軸)分量為電機的轉矩電流，使
17其自動跟隨速度環輸出的給定值。
3、 對電流環的輸出量進行反Park變換，并通過空間矢量算法(SVPWM)將其轉化為PWM 波的占空比。
4、 根據空間矢量算法計算出的P麗波的占空比，通過DSP的3組P麗輸出端口，輸出 6路互補的PWM波形，用來控制功率逆變橋直接驅動直流變頻壓機。
如圖4，外環速度環的控制流程為
1、 根據空間矢量算法計算出的三相PWM波的占空比和實際的壓機電流采樣值，通過滑 模觀測器估算壓機轉子的實際位置。其估計出的角度值將用以下一中斷周期的坐標 變換，和電機轉速的計算。
2、 根據電機轉子位置的估算值計算壓機的實際運行頻率，并通過速度環的PID閉環調 節，使得壓機的實際運行頻率有效跟隨目標頻率，達到壓機頻率的自動控制。
圖5為本實用新型控制器的空間矢量示意圖；圖6為本實用新型控制器的逆變橋開關 狀態示意圖；圖7為本實用新型控制器的P簡占空比示意圖。
空間矢量算法(SVP麗)是將定子電流產生的磁場分為6個相限和6個基本矢量、2個 零矢量，如圖5所示。任意方向的定子磁場都是由兩個相鄰的基本矢量合成得到的。
如圖6所示，每個基本矢量都對應一種開狀態，通過改變6個開關管的導通狀態可以 隨意切換6個基本矢量。圖6的表格中，l代表上管導通、下管關斷，0代表下管導通、上 管關斷。例如，矢量V1對應A上、B下、C下導通，相當于A相電流為正，B、 C相電流為 負。其中，000和111分別代表兩個零矢量，因為當3個上管同時導通或者3個下管同時 導通時，電機中沒有電流流入或者流出。
任意方向的空間矢量被分為6個相限，每個相限的矢量都是由兩個相鄰的基本矢量和 兩個零矢量構成，通過改變兩個基本矢量的占空比來改變合成矢量的大小和方向。圖7為 第一相限內矢量的占空比示意圖，圖中PWM波的占空比采用7段法表示，Tl代表基本矢量 Vl的占空比，T2代表基本矢量V2的占空比，TO代表零矢量的占空比。這種PWM的調制方 式就是空間矢量脈寬調制(SVPWM)。
圖8為母線單電阻采樣電機相電流重構技術的硬件原理框圖。圖中通過采集在母線負端 串接的電阻R上的直流信號，通過電機相電流重構技術，還原出電機的3相電流信息。該采 樣電阻正是利用了IPM功率模塊的過流保護電阻，所以不會增加任何硬件成本。而經典的電 流檢測方法是應用電流傳感器檢測電流，但較貴的傳感器使得系統成本增加。另一種方法是利用多個廉價的線性電阻獲取電流信息，但在硬件受限的條件下，有時也難以實現。從 降低系統成本、減小體積出發，用單電流檢測技術獲取電機與驅動系統電流信息的方法成 為一種有效方式。
本實用新型采用電機相電流重構技術在分析了互補PWM模式下逆變器換流基礎上， 現提出空間矢量P鵬(SVP麗)控制方式下交流電動機相電流重構技術。該技術用一個線性 電阻采樣逆變器直流母線電流，根據逆變器所處開關狀態和三相電流關系，計算出各相電 流，實現交流電動機的相電流重構。所謂互補輸出即以圖8所示的逆變系統中，同一橋臂的 上、下兩個功率開關器件，在上橋臂器件導通時，下橋臂器件處于關斷狀態，反之亦然。
如前面所述，定義開關變量取0或1兩種狀態，其中1表示上橋臂功率開關器件導通；
0表示下橋臂功率開關器件導通。則有圖6中表格所示的8種逆變器開關狀態。其中，(Sa， Sb, Sc) = (0， 0, O)和(Sa， Sb, Sc) = (l, 1， l)時，逆變器輸出電壓為零，于是將逆變器 的這兩種開關狀態定義為零狀態，而將其余6種狀態定義為有效狀態。當逆變器開關處于 有效狀態時，例如處于(Sa, Sb, Sc) = (l， 0， 0)，其電流流通路徑如圖9所示。由圖9 可見，該狀態下，直流母線電流Idc即為交流電動機的A相電流。同理基于開關狀態的定 子電流可表示如下
Idc=Ia when (Sa， Sb, Sc) = (l，0,0)
Idc=-la when (Sa， Sb， Sc) = (0, l，l)
Idc=Ib when (Sa， Sb, Sc) = (0, l，O)
Idc=-lb when (Sa， Sb， Sc) = (l, O，l)
Idc=Ic when (Sa, Sb, Sc) = (0，0,1)
Idc=-Ic when (Sa, Sb， Sc) = (l, l，O)
ldc=0 when (Sa, Sb， Sc) = (l， 1， 1)
ldc=0 when (Sa， Sb， Sc) = (0，0,0)
圖9為本實用新型控制器功率模塊采用母線單電阻電流采樣電路方案逆變器開關處于 (Sa， Sb, Sc) = (l, 0, O)狀態時的電流走向示意圖。因此，根據以上關系在有效狀態的適
當時機對直流母線電阻進行采樣，就能重構電機的三相電流。
圖13為本實用新型控制器功率模塊采用三電阻電流釆樣電路方案逆變器開關處于(Sa， Sb， Sc) = (l， 0， O)狀態時的電流走向示意圖。如前所述，采用三電阻電流采樣電路方案， 即能直接獲得電機的三相電流信息；使得軟件算法相對簡單，易于編程及控制實施。本實用新型采用一種被稱為滑模觀測器的計算模型來估計電機位置。 滑模觀測器計算模型是根據電機在兩相靜止坐標系(a—e坐標系)下的模型來建立 狀態方程，它通過不斷獲取電流估計值和測量值之間的偏差來修正模型，使兩者之間的偏 差逐漸消失，以實現對轉子轉角和速度的估計。將估計電流和定子實測電流之差，帶入飽 和函數，然后用自適應數字低通濾波器進行相移補償，由輸出結果即可得到轉子位置角的 正余弦函數。圖10為滑模觀測器估計電機位置的結構流程圖。具體運算流程如下-1、 根據插入式永磁同步電機在兩相靜止坐標系(a — P坐標系)下的模型來建立狀態方程,"-,+7A，-、));+丄(j廣;)，計算出估計電流/;。2、 比較估計電流/;與實際電流^的差值，然后通過一組飽和函數的計算，得到包含反電動勢信息的變量&。3、 由于信號&中除了包含反電動勢信息外，還包含許多高頻分量和噪聲，所以在對其進行低通濾波后，就得到了有用的反電動勢信息e;。4、 由于反電動勢&中包含位置角的正余弦函數，所以通過反正切函數的磁鏈角度估算，就得到的角度信息《"。5、 由于采用低通濾波器來獲取反電動勢，引入了相位延遲。因此，需要根據低通濾波 器的相位響應，做一個相位延遲表，來獲取運行時相應指令速度A的相移角AP，對《 迸行補償，最后得到轉子轉角估算值4 ，即^ +本控制器采用數字控制單相Boost功率因數校正(PFC)技術，該數字PFC技術是采用電 感電流連續模式(Continuous。 onductionmode， CCM)的有源功率因數校正技術。CCM的PFC 的控制為乘法器原理，開關頻率固定，開關管導通比隨著電感電流而變化，最終使得平均 電感電流跟蹤正弦給定，實現功率因數校正。圖ll為采用電感電流連續模式的數字功率因數校正(PFC)系統框圖，主功率電路由功 率管Q、升壓二極管D、儲能電感L以及輸出電容C組成，輸入側還包括二極管全波整流電路。 連續模式功率因數校正算法結構分為電壓外環、給定算法及電流內環三部分。電壓外環實20現輸出直流電壓跟隨給定電壓；電流給定算法產生與輸入電壓一致的正弦波形，并加入恒 功率電壓前饋；電流內環實現輸入交流電流跟隨輸入交流電壓波形，完成PFC功能。 數字PFC的工作流程如下1、 采樣母線電壓f/。，并與給定值^進行比較，然后對其誤差進行PID調節。完成電 壓環控制后，輸出的C^用作計算電流環的給定。2、 對交流側輸入電壓進行AD采樣，得到整流后的交流輸入電壓",。將其與電壓環的輸 出t^相乘得到電流環的給定L。，由于母線電壓基本保持恒定，使得電壓環的輸出也基本保持恒定，所以經過乘法器后的電流環的給定/m。是基本上和交流輸入電壓成正比的波形。再經過后面的電流環控制，就確保了輸入電流對輸入電壓的跟蹤，實 現的功率因數校正。3、 通過對輸入端串聯的采樣電阻凡進行采樣，可以得到輸入端電流信號/,。通過對/, 和L的誤差進行PID控制，可以得到開關管S的占空比，然后通過DSP的PWM輸出管 腳和IGBT驅動電路控制開關管S，確保實際電流/,跟蹤給定電流、。，實現電流閉環 控制。4、 經過以上電壓閉環控制和電流閉環控制，實現了有源功率因數校正，并使得母線電 壓穩定在系統需要的電壓值上，減小的母線濾波電容的紋波電流。可以降低濾波電 容的大小和體積，降低了系統的硬件成本。應用上述壓縮機智能控制器即可獲得一種高性能的直流變頻空調機，其配置有上述實 施例一所述的壓縮機智能控制器，即將所述控制器的各外接電接口與直流變頻空調機相關 部件電連接，如圖1所示，主要包括功率模塊(210)與直流變頻壓縮機(140)相連接， 通訊隔離電路(250)與空調室內機(100)相連接，溫度采樣電路(270)與溫度傳感器(120) 相連接，繼電器(260)與空調室外機四通閥(110)相連接。當整流濾波電路(220)經空 調室內機(100)接通交流市電(150)后，作為核心處理單元的單個DSP控制器(200)就 可以通過運行其所植入的控制軟件，實行所述壓縮機智能控制器對直流變頻空調機的智能 控制。實施例二實施例二僅在實施例一的控制器的硬件配置中省去了用于控制空調室外機四通閥(110)的繼電器(260)。用于單一制冷功能或單一制熱功能空調機。其相關控制方法也與 實施例一完全相同。因控制器的硬件配置中省去了用于控制空調室外機四通閥(110)的繼 電器(260)，其所適配的直流變頻空調機也不需要外機四通閥(110),因此，以此獲得的 直流變頻空調機不能進行制冷、制熱方式切換，僅具有單一制冷功能或單一制熱功能；適用于單一制冷功能或單一制熱功能需求的用戶。實施例三實施例三僅在實施例一的控制器的硬件配置中省去了功率因數校正電路(230)。其整 流濾波電路(220)直接與用于驅動直流變頻壓縮機(140)的功率模塊(210)電連接，整 流濾波電路(220)同樣另經用于提供低壓電源的開關電源(240)與作為核心處理單元的 單個DSP控制器(200)電連接；其他硬件配置與連接關系與實施例一相同。相應的，其相 關控制方法也省去了與功率因數校正有關的部分流程，其他與實施例一完全相同，在此不 再詳細說明。以此獲得的直流變頻空調機功率因數指標稍為遜色，約為95%左右；但具有 成本相對較低的優勢。實施例四實施例四僅在實施例一的控制器的硬件配置中省去了用于控制空調室外機四通閥(110)的繼電器(260)與功率因數校正電路(230)。其整流濾波電路(220)直接與用于 驅動直流變頻壓縮機(140)的功率模塊(210)電連接，整流濾波電路(220)同樣另經用 于提供低壓電源的開關電源(240)與作為核心處理單元的單個DSP控制器(200)電連接； 其他硬件配置與連接關系與實施例一相同。相應的，其相關控制方法也省去了功率因數校 正部分，其他與實施例一完全相同，在此也不再詳細說明。以此獲得的直流變頻空調機不 能進行制冷、制熱方式切換，僅具有單一制冷功能或單一制熱功能；功率因數指標稍為遜 色，約為95%左右；但具有成本相對較低的優勢，適用于單一制冷功能或單一制熱功能需 求的用戶。以上各實施例所述直流變頻空調機均具有高性能運轉、舒適靜音、節能環保、能耗低 的顯著特點；與普通傳統定頻空調相比，可節約電能達40%以上。
權利要求1、一種直流變頻空調壓縮機智能控制器，包括依次實行電連接的整流濾波電路(220)與用于驅動直流變頻壓縮機(140)的功率模塊(210)，所述整流濾波電路(220)具有用于連接交流市電(150)的電接口，所述的功率模塊(210)具有用于連接直流變頻壓縮機(140)的電接口；其特征在于，所述整流濾波電路(220)另經用于提供低壓電源的開關電源(240)與作為核心處理單元的單個DSP控制器(200)電連接，所述單個DSP控制器(200)還分別與所述功率模塊(210)、用于與空調室內機(100)通訊的通訊隔離電路(250)、用于驅動空調室外機風機的風機驅動電路(280)、用于將溫度信號轉化為能被所述DSP控制器(200)接收的電信號的溫度采樣電路(270)電連接，所述溫度采樣電路(270)具有用于連接溫度傳感器(120)的電接口。
2、 如權利要求1所述的直流變頻空調壓縮機智能控制器，其特征在于，所述DSP控制 器(200)還連接用于控制空調室外機四通閥(110)的繼電器(260)。
3、 如權利要求l所述的直流變頻空調壓縮機智能控制器，其特征在于，所述整流濾波 電路(220)先經過功率因素校正電路(230),再分別與所述功率模塊(210)及開關電源(240)電連接。
4、 如權利要求1所述的直流變頻空調壓縮機智能控制器，其特征在于，所述整流濾波 電路(220)先經過功率因素校正電路(230)，再分別與所述功率模塊(210)及開關電源(240)電連接；所述DSP控制器(200)還連接用于控制空調室外機四通閥(110)的繼電器(260)。
5、 如權利要求1至4任一項所述的直流變頻空調壓縮機智能控制器，其特征在于，所 述功率模塊(210)包括一組單電阻電流采樣電路，所述單電阻電流采樣電路通過采集在所 述功率模塊(210)母線負端串接的電阻R上的直流信號，通過電機相電流重構技術，還原 出電機的三相電流信息。
6、 如權利要求5所述的直流變頻空調壓縮機智能控制器，其特征在于，所述采樣電阻 即為IPM功率模塊(210)的過流保護電阻。
7、 如權利要求1至4任一項所述的直流變頻空調壓縮機智能控制器，其特征在于，所 述功率模塊(210)包括一組三電阻電流采樣電路，所述三電阻電流采樣電路通過采集分別 串接在所述功率模塊(210)三相下橋臂負端上的三個電阻R1、 R2、 R3上的直流信號，直 接獲得電機的三相電流信息。
8、 如權利要求7所述的直流變頻空調壓縮機智能控制器，其特征在于，所述三個采樣 電阻R1、 R2、 R3即為IPM功率模塊(210)的過流保護電阻。
9、 如權利要求3或4所述的直流變頻空調壓縮機智能控制器，其特征在于，所述功率 因數校正電路(230)主功率電路包括自輸入側開始依次電連接的下列元器件二極管全波 整流電路、儲能電感L、功率管S、升壓二極管D、輸出電容C，以及相關負載；連續模式 功率因數校正算法結構分為電壓外環、給定算法及電流內環三部分；電壓外環實現輸出直 流電壓跟隨給定電壓；電流給定算法產生與輸入電壓一致的正弦波形，并加入恒功率電壓 前饋；電流內環實現輸入交流電流跟隨輸入交流電壓波形，完成PFC功能。
10、 如權利要求1至4任一項所述的直流變頻空調壓縮機智能控制器，在所述DSP控 制器(200)中植入控制軟件，釆用簡稱為F0C的無傳感器磁場向量控制方式，所述F0C 采用雙閉環控制，內環為電流環，外環為速度環；電流環實現對壓縮機永磁同步電機驅動 電流的解耦控制，間接控制電機的輸出扭矩；速度環用來控制壓縮機的工作頻率，使其既 能滿足定頻時的穩態要求又能滿足變頻時的動態響應。
11、 一種直流變頻空調機，其特征在于，.其配置有如權利要求1至4任一項所述的壓縮 機智能控制器。
專利摘要提供一種直流變頻空調壓縮機智能控制器及其控制方法的技術方案，其硬件方案包括依次電連接的整流濾波電路與功率模塊，所述整流濾波電路(220)另經開關電源(240)與作為核心處理單元的單個DSP控制器電連接，所述單個DSP控制器還分別與所述功率模塊、用于與空調室內機通訊的通訊隔離電路、風機驅動電路(280)、溫度采樣電路(270)電連接；在所述DSP控制器中植入控制軟件，采用雙閉環FOC無傳感器磁場向量控制方式，內環電流環實現對壓縮機永磁同步電機驅動電流的解耦控制，間接控制電機的輸出扭矩；外環速度環用來控制壓縮機的工作頻率，使其既能滿足定頻時的穩態要求又能滿足變頻時的動態響應；該控制軟件包括一個主循環函數和一個主中斷函數。
文檔編號F24F11/00GK201416980SQ20092000900
公開日2010年3月3日 申請日期2009年3月16日 優先權日2009年3月16日
發明者張和君, 濤 牛, 王和平 申請人:寧波德斯科電子科技有限公司