專利名稱：電動動力轉向控制裝置的制作方法
技術領域：
本發明涉及對汽車的駕駛員的操舵力提供助力的電動動力轉向控制裝置，特別是涉及用于抑制干擾等所致的振動的電動動力轉向控制裝置。
背景技術：
一般，在電動動力轉向控制裝置中，通過確定與操舵轉矩大致成比例的助力轉矩，并增大表示其比例關系的轉矩比例增益，由此降低汽車的駕駛員的操舵轉矩，并且提供適合的操舵感覺。而且，在電動動力轉向控制裝置中，要求抑制馬達產生的齒槽轉矩、與齒輪的齒同步地產生的脈動、從路面傳來的干擾等振動，提高駕駛員的感覺(振動感覺)。作為用于達到這樣的目的的以往的電動動力轉向控制裝置，有具備低通濾波器(LPF)和高通濾波器(HPF)的裝置(例如，參照專利文獻I)。這樣，通過LPF抽出操舵分量， 并實施助力轉矩控制，通過HPF抽出高頻振動分量，并針對該分量，使用與低頻不同的控制器(另一增益)進行控制。另外，作為其它的以往的電動動力轉向控制裝置，有與抑制從連接到車輪的拉桿 (Tie rod)輸入的制動振動等干擾傳遞到方向盤的控制相關的裝置(例如，參照專利文獻2)。在該專利文獻2中，為了降低對操舵控制的影響，采用了如下那樣的結構。S卩，針對操舵轉矩信號，使用2次以上的HPF而使操舵分量衰減，而且將該信號作為輸入，利用具有大的不靈敏區的控制量映射器來運算控制量，降低操舵分量。另外，構成為具有基于操舵轉矩、操舵速度以及車速的3個增益映射器，在操舵轉矩大時、操舵速度大時、或者車速小時，通過使控制量成為零，從而進一步降低操舵分量。專利文獻I :日本專利2838053號公報專利文獻2 日本特開2006-137341號公報
發明內容
但是，在現有技術中，有以下那樣的問題。在專利文獻I那樣的電動動力轉向控制裝置中，在抽出干擾等振動分量時，使用了高通濾波器(HPF)。此處，例如考慮馬達產生的齒槽轉矩的頻帶低而接近駕駛員操舵的頻率即大致5Hz以下的情況。在該情況下，無法充分地分離振動分量和操舵分量，在無法充分降低振動的點、或者產生對操舵的影響而使操舵感覺降低的點中存在問題。另外，在專利文獻2那樣的電動動力轉向控制裝置中，在使操舵分量降低而抽出振動的濾波器中，需要使用2次以上的高次的HPF，而且分別針對操舵轉矩、操舵速度、以及車速，單獨地具備3個增益映射器。因此，運算量多且復雜。另外，由于在控制量映射器中存在大的不靈敏區，所以無法使振動小于該不靈敏區的寬度。即，無法將振動抑制到駕駛員感覺不到的程度。而且，在專利文獻2那樣的電動動力轉向控制裝置中，并不是考慮了齒槽轉矩或與齒輪齒同步的脈動等干擾傳遞到方向盤時的傳遞特性的增益映射器的結構。因此，需要通過在控制量映射器中設置不靈敏區、或者使用3個增益映射器等復雜且運算量多的結構，來降低操舵分量。本發明是為了解決上述那樣的問題而完成的，其目的在于得到一種電動動力轉向控制裝置，不會給操舵帶來影響，不會降低操舵感覺，而能夠降低馬達產生的齒槽轉矩等振動分量。本發明的電動動力轉向控制裝置具備助力映射器，基于由駕駛員對方向盤施加的操舵轉矩，輸出輔助轉矩電流；振動抽出濾波器，對操舵轉矩或者生成助力轉矩的馬達的旋轉速度進行濾波處理，從而降低低頻側的增益，輸出振動分量信號；電流可變增益映射器，將馬達中流過的電流檢測為第I狀態量，計算基于電流的電流可變增益；旋轉速度可變增益映射器，將馬達或者方向盤的旋轉速度檢測為第2狀態量，計算基于旋轉速度的旋轉速度可變增益；校正單元，根據振動分量信號、電流可變增益以及旋轉速度可變增益，計算振動抑制電流；以及電流控制單元，將使用振動抑制電流來校正輔助轉矩電流而得到的信號計算為目標電流，控制馬達中流過的電流。
另外，本發明的電動動力轉向控制裝置具備助力映射器，基于由駕駛員對方向盤施加的操舵轉矩，輸出輔助轉矩電流；振動抽出濾波器，對操舵轉矩或者生成助力轉矩的馬達的旋轉速度進行濾波處理，從而降低低頻側的增益，輸出振動分量信號；梯度可變增益映射器，將助力映射器中的輔助轉矩電流相對操舵轉矩的梯度檢測為第3狀態量，輸出基于梯度的梯度可變增益；旋轉速度可變增益映射器，將馬達或者方向盤的旋轉速度檢測為第2狀態量，輸出基于旋轉速度的旋轉速度可變增益；校正單元，根據振動分量信號、梯度可變增益以及旋轉速度可變增益，計算振動抑制電流；以及電流控制單元，將使用振動抑制電流來校正輔助轉矩電流而得到的信號計算為目標電流，控制馬達中流過的電流。根據本發明的電動動力轉向控制裝置，具備利用根據操舵轉矩或者馬達的狀態量計算出的可變增益來校正經由振動抽出濾波器計算出的暫定振動抑制電流從而求出振動抑制電流的結構，從而能夠排除對操舵感覺的影響，并且能夠充分抑制還包含操舵頻帶的分量的頻率的干擾，能夠得到不會對操舵造成影響從而不會降低操舵感覺地能夠降低馬達產生的齒槽轉矩等振動分量的電動動力轉向控制裝置。
圖I是示出本發明的實施方式I中的電動動力轉向控制裝置的結構的框圖。圖2是示出本發明的實施方式I中的助力映射器的輸入輸出特性圖和示出其梯度的圖。圖3是本發明的實施方式I中的振動抽出濾波器的頻率特性圖。圖4是示出本發明的實施方式I中的旋轉速度可變增益映射器的輸入輸出特性圖。圖5是示出本發明的實施方式I中的電流可變增益映射器的輸入輸出特性圖。圖6是示出本發明的實施方式I中的振動抑制控制單元的輸入輸出特性圖。圖7是本發明的實施方式I中的干擾傳遞特性的例示圖。圖8是示出了表示本發明的實施方式I中的操舵感覺的基本的特性的曲線即操舵角和操舵轉矩的利薩苑曲線(Lissajous curve)、以及與其對應的時間波形的圖。
圖9是示出了表示本發明的實施方式I中的操舵感覺的基本的特性的曲線即操舵角和操舵轉矩的利薩茹曲線、以及與其對應的時間波形的圖。圖10是示出了表示本發明的實施方式I中的操舵感覺的基本的特性的曲線即操舵角和操舵轉矩的利薩茹曲線、以及與其對應的時間波形的圖。圖11是示出本發明的實施方式I的變形例中的梯度可變增益映射器的輸入輸出特性圖。圖12是示出本發明的實施方式2中的電動動力轉向控制裝置的結構的框圖。圖13是示出本發明的實施方式2中的可變濾波頻率映射器23的輸入輸出特性圖。圖14是示出本發明的實施方式2中的車速可變增益映射器的輸入輸出特性圖。 圖15是示出本發明的實施方式3中的電動動力轉向控制裝置的結構的框圖。圖16是示出本發明的實施方式4中的電動動力轉向控制裝置的結構的框圖。
具體實施例方式以下，使用附圖，說明本發明的電動動力轉向控制裝置的優選的實施方式。實施方式I.圖I是示出本發明的實施方式I中的電動動力轉向控制裝置的結構的框圖。另外，此處省略了電動動力轉向裝置自身的詳細說明，其是已經公知的結構即可，例如，能夠參照上述專利文獻I以及專利文獻2中說明的結構。在該圖I中，轉矩傳感器I使用公知的扭力桿等來檢測駕駛員進行了操舵時的操舵轉矩t0。然后，相位補償器2為了取得針對在由后級的助力映射器11所致的反饋增益增大時易于產生的振蕩振動的穩定余量，根據該轉矩傳感器I的輸出，在振蕩頻率附近使相位超前。圖2是示出本發明的實施方式I中的助力映射器的輸入輸出特性圖和示出其梯度的圖。具體而言，在圖2的(a)中，作為助力映射器，示出了作為輸入的操舵轉矩和作為輸出的輔助轉矩電流的輸入輸出特性。另外，圖2的(b)示出針對輔助轉矩電流的助力映射器梯度的關系。而且，圖2的(c)示出針對操舵轉矩的助力映射器梯度的關系。并且，助力映射器11具有圖2的(a)所示那樣的輸入輸出特性，將從相位補償器2輸出的相位補償后的操舵轉矩T 0作為輸入，輸出對馬達5提供的輔助轉矩電流la。另外，對助力映射器11，還輸入檢測車輛的速度而得到的信號即車速Vx。由此，根據車速，變更輔助轉矩電流Ia的輸出中使用的助力映射器的輸入輸出特性。在圖2的(a)中，例示了車速大的情況和小的情況這2個情形。因此，在助力映射器11中，將相位補償器2的相位補償后的操舵轉矩信號T 0作為輸入，根據與車速Vx對應地發生變化的圖2所示那樣的特性，計算作為輸出信號的輔助轉矩電流la。另外，作為反饋信號，旋轉速度檢測單元7檢測馬達5的旋轉速度。而且，電流檢測單元6檢測馬達5中流過的電流Id。接下來，振動抽出濾波器21通過對來自轉矩傳感器I的操舵轉矩信號T 0進行濾波，從操舵轉矩信號中降低操舵分量，抽出振動分量信號Sb。圖3是本發明的實施方式I中的振動抽出濾波器的頻率特性。接下來，振動抑制控制單元22根據由振動抽出濾波器21抽出的振動分量信號Sb，運算暫定振動抑制電流1st。另外，關于這些振動抽出濾波器21的結構方法以及振動抑制控制單元22的功能，在后面詳細說明。接下來，說明本實施方式I中的作為可變增益映射器的旋轉速度可變增益映射器31以及電流可變增益映射器32。旋轉速度可變增益映射器31根據由旋轉速度檢測單元7檢測出的旋轉速度信號Sn (相當于第2狀態量)，輸出旋轉速度可變增益Kco。圖4是示出本發明的實施方式I中的旋轉速度可變增益映射器的輸入輸出特性圖。旋轉速度可變增益映射器31具備該圖4所示那樣的輸入輸出特性數據，根據旋轉速度信號Sn來輸出旋轉速度可變增益Kco。 另外，電流可變增益映射器32根據由電流檢測單元6檢測出的電流Id (相當于第I狀態量)，輸出電流可變增益Ki。圖5是示出本發明的實施方式I中的電流可變增益映射 器的輸入輸出特性圖。電流可變增益映射器32具備該圖5所示那樣的輸入輸出特性數據，根據電流Id輸出電流可變增益Ki。另外，關于這些旋轉速度可變增益映射器31以及電流可變增益映射器32的具體的內容，在后面詳細說明。接下來，乘法器41 (相當于校正單元)對暫定振動抑制電流1st乘以旋轉速度可變增益Kco以及電流可變增益Ki，而運算振動抑制電流Is。然后，加法器51通過將作為助力映射器11的輸出的輔助轉矩電流la、與作為乘法器41的輸出的振動抑制電流Is進行相力口，而得到作為應在馬達5中實現的電流的目標電流It。接下來，電流控制單元3進行電流控制以使由電流檢測單元6檢測的電流Id與由加法器51運算的目標電流It 一致。作為一個例子，電流控制單元3將PWM信號等電壓指令信號Sv輸出到例如由H橋電路或者逆變器電路構成的驅動電路4，由此，將與PWM信號對應的驅動電流輸出到馬達5。然后，馬達5產生對由駕駛員引起的轉向軸的操舵力進行輔助的助力轉矩。另外，構成圖I所示的控制裝置的模塊并非全部由硬件構成。在本實施方式I中，直至由加法器51根據轉矩傳感器I的輸出轉矩信號T 0和由旋轉速度檢測單元7檢測的信號Sn來運算目標電流It為止的結構、或者直至電壓指令信號Sv為止的結構由微型計算機的軟件構成。微型計算機包括公知的中央處理裝置(CPU)、只讀存儲器(ROM)、隨機存取存儲器(RAM)、接口(IF)等。另外，依次抽出ROM中保存的程序而由CPU進行期望的運算，并且將運算結果臨時保存到RAM等，從而執行軟件來進行規定的控制動作。接下來，詳細說明用于求出暫定振動抑制電流1st的振動抽出濾波器21和振動抑制控制單元22的功能、以及根據狀態量來計算適合的增益的旋轉速度可變增益映射器31和電流可變增益映射器32的功能。首先最先詳細說明振動抽出濾波器21。振動抽出濾波器21如前面的圖3所示，具有高通濾波器(HPF)或者帶通濾波器(BPF)的性質。即，在低頻側增益小，降低了輸出信號的大小。另外，在高頻側，在HPF的情況下，幾乎不會降低增益地使輸入信號通過。圖3的HPFl和HPF2示出了這樣的HPF的通過特性。另一方面，在BPF的情況下，在濾波頻率fc附近幾乎不會降低增益地使輸入信號通過，如果成為更高頻則通過使增益降低，從而去除不需要的噪聲分量。圖3的BPFl和BPF2示出了這樣的BPF的通過特性。另外，在圖3中，HPFl是I次的HPF，HPF2是2次的HPF。另夕卜，BPFl是由I次的HPF和LPF構成的BPF，BPF2是由2次的HPF和LPF構成的BPF。將該圖3所示的濾波器的濾波頻率fc全部設為10Hz。在更低頻側的IHz附近，增益降低少許，但相位存在超前的傾向。因此，通過使用該濾波器，能夠得到針對I 20Hz程度的干擾振動的抑制效果。另外，關于該抑制效果，使用圖7在后面敘述。另外，如圖3所示，是濾波器的次數越高、梯度越陡峭的特性，但I次就已充分。另夕卜，在希望進一步降低低頻的操舵分量或者高頻的噪聲分量的情況下，也可以使用2次以上的濾波器。另外，如圖3所示，在HPF中，具有在濾波頻率fc附近相位也超前的性質，但如果使用BPF，則在濾波頻率fc附近，相位不會超前。但是，通常，在比系統頻帶還低那樣的比較 低頻的頻帶中，為了抑制干擾振動，不需要使相位超前。在這樣的情況下，具有增益越大反而越抑制干擾的效果。在本實施方式I中，使用圖3的HPFl所示的I次的HPF。接下來，說明振動抑制控制單元22。圖6是示出本發明的實施方式I中的振動抑制控制單元的輸入輸出特性圖。振動抑制控制單元22基本上由比例增益構成，對應于由振動抽出濾波器21抽出的振動分量信號Sb，運算暫定振動抑制電流1st。也可以如圖6所示包括如下特性在作為輸入信號的振動分量信號Sb大的情況下，飽和為一定值。在該情況下,例如，以與作為對象的振動對應的振幅Isat進行飽和即可。由此，比作為對象的振動振幅還大的信號被限制，能夠降低對操舵感覺的影響。但是，本實施方式I中的振動抑制控制單元22在原點附近，不具有使輸出值成為零的性質的不靈敏區。這是因為，當存在使輸出值成為零的不靈敏區的情況下，相對于該范圍的振動振幅，輸出信號成為零，無法將振動抑制到該不靈敏區的寬度以下。根據降低對操舵的影響的觀點，存在不靈敏區時更有利。但是，在本實施方式I中，通過可變增益映射器等其它結構，能夠去除對操舵的影響，所以不具有振動抑制控制單元22中的不靈敏區。接下來，說明旋轉速度可變增益映射器31。如前面的圖4所示，在旋轉速度信號的絕對值小的區域(相當于圖4中的以下)中，使輸出成為I。另一方面，在旋轉速度信號的絕對值大的區域中，使旋轉速度可變增益Kco逐漸降低，并在某個馬達旋轉速度(相當于圖4中的《 I’ )下成為零。在旋轉速度快的區域中，即使使振動抑制電流成為零，干擾所致的振動也被降低得充分小。使用圖7所示的干擾傳遞特性來說明這個情況。圖7是本發明的實施方式I中的干擾傳遞特性的例示圖，示出了本實施方式I中的干擾振動的抑制效果。該圖7的干擾傳遞特性是表示從對安裝了馬達的未圖示的轉向軸施加的干擾轉矩到駕駛員把持的方向盤中的轉矩(即，駕駛員感覺到的轉矩)為止的傳遞的放大率的頻率特性。另外，該特性根據電動動力轉向裝置的機構、馬達等而不同，但大致是該圖7那樣的傾向。一般可知，關于馬達產生的齒槽轉矩、或者與電動動力轉向裝置的齒輪的齒同步地產生的脈動等干擾，其頻率與操舵速度成比例地變高。此處，根據圖7的干擾傳遞特性可知，即使在對于干擾的頻率高的頻帶(在該圖7的例子中，相當于大致8Hz以上的頻帶)沒有進行圖7的實線所示的振動抑制控制的情況下，增益也小，方向盤中的轉矩振動也被降低得充分小。例如，如果是齒槽轉矩這樣的干擾的情況，則相應于馬達的旋轉速度比大致50 IOOrpm附近還大的范圍。并且，在這樣的范圍中，相比于圖7中所示的線a (相當于增益-5dB)，干擾傳遞特性變小，是駕駛員幾乎感覺不到齒槽轉矩的水平。因此，在配合齒槽轉矩的情況下，將前面的圖4中的Co I設為50 IOOrpm程度即可。另外，關于旋轉速度可變增益Kco成為0時的馬達旋轉速度的值《1'，在駕駛員感覺不到可變增益的急劇變化的范圍中，設定為接近《1即可。例如，是《1的I. 5倍左右即可。接下來，說明電流可變增益映射器32。如前面的圖5所示，在電流Id的絕對值小的區域(相當于圖5中的A以下的區域)中，將電流可變增益Ki設為I。另一方面，在電流的絕對值大的區域中，使電流可變增益Ki逐漸降低，并在某個電流Id(相當于圖5中的A’ )下成為零。 在電流大的區域中，即使使振動抑制電流成為零，也能夠將干擾振動抑制得充分小。使用圖7所示的干擾傳遞特性來說明這個情況。關于圖7的單點劃線所示的電流大時的特性，可知即使在沒有振動抑制控制的情況下，增益也小，方向盤中的轉矩振動被降低得充分小。關于圖7的電流大時的特性，概要地示出了電流值為圖2的(a)的助力映射器的線A以上的區域中的特性。干擾傳遞特性根據助力映射器的梯度值而變化，另外，作為一般的助力映射器的傾向，存在如下傾向助力映射器的梯度值開始增大至某值以上的區域是不依賴于車速而根據電流值來決定的。例如，如圖2的(b)所示的助力映射器的梯度值那樣，梯度值在線A以下是大致10A/Nm以下，在線A以上是大致10A/Nm以上。圖7的電流小時的特性概要地示出了電流值為圖2的(a)的助力映射器的線A以下的區域中的特性。因此，在電流可變增益映射器32中，在電流的絕對值是A以上的范圍中，使輸出衰減為零。關于可變增益成為零的值A'，在駕駛員感覺不到可變增益的急劇變化的范圍中，設定為接近A即可。例如，是A的I. 5倍左右即可。另一方面，對于操舵轉矩信號，如圖2的(a)和(C)的助力映射器的梯度值所示，在線B C之間的區域中，根據車速而包括梯度為10A/Nm以下和10A/Nm以上的區域這兩方，沒有有效地分離。例如，如果以線C來設置閾值，則在車速小時，在助力映射器的梯度大的多余的區域(B C)中產生振動抑制電流。因此，作為整體，操舵分量增大，對操舵產生 影響。另一方面，如果以線B來設置閾值，則在車速大時，在助力映射器的梯度小的區域(B C)中振動抑制電流成為零。因此，無法抑制干擾振動的傳遞。因此，如果并非電流而用基于操舵轉矩信號的可變增益來代用，則需要基于車速的可變增益，運算變得復雜。另外，這樣在未考慮干擾傳遞特性而通過電流可變增益映射器32最佳地校正振動抑制電流的情況下，需要采取如下措施對振動抑制控制單元22設置不靈敏區等，而降低操舵分量。另外，圖2的線A是梯度為10A/Nm附近的邊界線。但是，無需這樣存在與車速的大小不相關的嚴格的邊界線，而與車速的大小無關地使梯度的邊界成為大致相等即可。另外，在電流Id中，還包含輔助轉矩電流Ia以外的分量，但通常輔助轉矩電流Ia是支配性的分量，所以在上述電流可變增益Ki的說明中，處理為大致相等。因此，在向電流可變增益映射器32輸入的輸入電流中，也可以使用輔助轉矩電流la。根據以上的結構，作為“在電流小的區域中應用本發明的控制”的情況的一個例子，如圖7的虛線所示，通過振動抑制電流，來抑制干擾振動向方向盤的傳遞，從而降低到駕駛員幾乎感覺不到的水平。另外，該圖7的虛線是可變增益全部為I的情況。此處，通過振動抑制控制降低了干擾的傳遞的頻帶是IHz至20Hz附近，成為包括與駕駛員的操舵的頻率(大致5Hz以下)同樣的部分的頻帶。另外，存在該振動抑制控制 的情況的特性是將振動抽出濾波器設為I次的HPF的情況。接下來，圖8 圖10是示出本發明的實施方式I中的表示操舵感覺的基本的特性的曲線即操舵角和操舵轉矩的利薩茹曲線、以及與其對應的時間波形的圖。具體而言，在圖8中，比較示出了有本發明的振動抑制控制的情況和無本發明的振動抑制控制的情況、以及沒有可變增益映射器而可變增益被固定為I的情況。(a)是對應的利薩茹曲線，(b)和(C)分別是對應的時間波形，示出了 IHz操舵的響應。另外，在圖9以及圖10中，比較示出了有本發明的振動抑制控制的情況和無本發明的振動抑制控制的情況。(a)是對應的利薩茹曲線，(b)是對應的時間波形，示出了 0. 2Hz操舵的響應。另外，圖9示出了操舵角度范圍大的情況，圖10示出了操舵角度范圍小的情況。此處所示的利薩茹曲線是進行了正弦波狀地操舵方向盤的角度這樣的典型的操舵方法時的試驗結果，使用它來評價操舵感覺這是一般常用的方法。另外，這些圖8 圖10所示的有振動抑制控制的情況的波形是將振動抽出濾波器設為I次的HPF的情況。在操舵的頻率快的情況(例如，圖8的IHz操舵那樣的情況)下，旋轉速度比《 I快的區域多，另外在旋轉速度降低的操舵的轉變處附近(圖8的(b)的1.3秒附近等)，有電流增大的傾向。因此，根據旋轉速度可變增益K 和電流可變增益Ki，振動抑制電流成為大致零，去除了對操舵的影響。在操舵的頻率慢的情況(例如，圖9的0. 2Hz操舵并且操舵角度范圍與上述IHz操舵的例子相同程度的情況)下，馬達旋轉速度在整體上降低。但是，即使這樣，也如圖9所示，在操舵角度范圍大的情況(在該例子中是100度(deg)左右)下，旋轉速度比w I快的區域多。另外，在旋轉速度降低的操舵的轉變處附近(圖9的(b)的3秒附近)，有電流增大的傾向。因此，根據旋轉速度可變增益K 和電流可變增益Ki，振動抑制電流成為大致零，去除了對操舵的影響。在操舵的頻率慢且操舵角度范圍小的情況(例如，圖10的0. 2Hz操舵且角度范圍是15度左右那樣的情況)下，可變增益始終為I。但是，在這樣的情況下，由于操舵轉矩小，所以僅通過由I次的HPF構成的振動抽出濾波器，就能充分降低振動抑制電流。如圖10的(b)所示那樣，可知振動抑制電流僅為0.3 0.4A程度而充分小。因此，去除了對操舵的影響。這樣，無論對于什么樣的操舵，該振動抑制控制都不會造成影響。將圖8的(a)和(C)作為一個例子來說明沒有可變增益映射器的情況(即，在本實施方式I的結構中將可變增益始終固定為1，并將暫定振動抑制電流原樣地設為振動抑制電流的情況)。在沒有可變增益映射器的情況下，圖8的(a)的利薩茹曲線相比于沒有振動抑制控制的通常的情況，成為在原點附近中間變細的波形，可觀察到對操舵的影響。
如果以時間波形來進行觀察，則如圖8的(C)所示，產生5A左右的振動抑制電流，因此，產生對操舵的影響。另外，即使具備某些可變增益，在沒有如本實施方式I那樣適合地具備的情況下，也無法充分降低該振動抑制電流，所以有時產生對操舵的影響。相對于此，根據本實施方式I的以上的結構(相當于圖8的(a)中的實線所示的有振動抑制控制的結構)，示出了與沒有振動抑制控制的情況大致相同的波形，幾乎觀察不到對操舵的影響。即，操舵感覺不會降低。如上所述，根據實施方式1，根據與電流及旋轉速度對應的可變增益，來校正從操舵轉矩抽出振動分量而計算得到的控制量。而且，在設定該可變增益時，考慮從干擾到方向盤為止的傳遞特性，在難以傳遞到方向盤的區域中 ，降低可變增益。其結果，無需在振動抑制控制單元中設置不靈敏區，而能夠實施考慮干擾傳遞特性而在干擾的傳遞小的區域中降低振動抑制電流這樣的處理。而且，通過考慮助力映射器特性的傾向，能夠通過所需最小限度的濾波器和可變增益這樣的簡單的運算而高效地進行處理。其結果，能夠排除對操舵的影響，避免操舵感覺降低，同時能夠將傳遞到方向盤的還包含操舵頻帶的分量的頻率的干擾充分降低至駕駛員感覺不到的程度。另外，在上述實施方式I中的結構中，使用了直接檢測馬達的旋轉速度的旋轉速度檢測單元。但是，代替旋轉速度檢測單元，也可以使用檢測馬達的旋轉角度的旋轉角度檢測單元以及根據所檢測的旋轉角度信號來運算旋轉速度的旋轉速度計算單元，從而得到旋轉速度信號。該旋轉速度計算單元基本上是微分，但也可以使用在微分中實施LPF來去除高頻噪聲的裝置、或者作為與其等價的處理而將HPF設為增益倍的濾波器。在該情況下，也可得到與上述結構同樣的效果。另外，在上述實施方式I中的結構中，檢測馬達的旋轉速度而設為旋轉速度信號。但是，也可以構成為檢測方向盤的旋轉速度而設為旋轉速度信號。在該情況下，也可得到與上述結構同樣的效果。另外，如上所述，圖2所示的助力映射器是一般的助力映射器，一般傾向于具有線A那樣的不依賴于車速的梯度的邊界線。但是，關于不是一般的助力映射器，也有時沒有上述線A那樣的不依賴于車速的梯度的邊界線。在這樣的情況下，也可以還導入接下來的實施方式2所示那樣的基于車速的可變增益。但是，在該方法的情況下，運算量增加與基于車速的可變增益相應的量，變得復雜化。或者，也可以根據操舵轉矩信號和輔助轉矩電流來運算助力映射器的梯度(相當于第3狀態量)而具備基于該值的可變增益(梯度可變增益)，從而代替電流可變增益Ki。圖11是示出本發明的實施方式I的變形例中的梯度可變增益映射器的輸入輸出特性圖。例如，如圖11所示，將可變增益映射器(梯度可變增益映射器)設為如下特性即可在ka(大致10A/Nm)以下為1，在其以上時逐漸減少至O。在感覺不到可變增益的急劇變化的范圍內將可變增益成為0的值ka'設定為接近ka即可。例如，是ka的1.5倍左右即可。如果設為這樣的結構，則能夠與上述結構同樣地，排除對操舵的影響，避免操舵感覺降低，同時能夠將傳遞到方向盤的干擾充分降低至駕駛員感覺不到的程度。在使用這樣的梯度可變增益的方法中，要運算梯度值，所以具有如下優點在干擾傳遞特性方面，能夠嚴格地僅在所需最小限度的范圍中施加振動抑制電流。但是，在該方法的情況下，相比于上述結構，運算量增加與梯度的運算相應的量，變得復雜化。另外，該方法中的梯度的運算是公知的運算即可，例如，能夠通過將操舵轉矩信號的變化量除以輔助轉矩電流的變化量來計算。實施方式2.圖12是示出本發明的實施方式2中的電動動力轉向控制裝置的結構的框圖。在與前面的實施方式I中的圖I的結構比較時，不同點在于，本實施方式2中的圖12的結構是追加了可變濾波頻率映射器23和車速可變增益映射器33的結構。除了這些追加部分以夕卜，與前面的實施方式I的結構相同，以下，以不同的結構為中心而進行說明。首先最先說明可變濾波頻率映射器23。圖13是示出本發明的實施方式2中的可變濾波頻率映射器23的輸入輸出特性圖。可變濾波頻率映射器23依照圖13所示的輸入輸出特性，根據馬達5的旋轉速度信號，計算可變濾波頻率fc。將該計算出的可變濾波頻率 fc提供給振動抽出濾波器21，用作振動抽出濾波器21的濾波頻率。已經如上所述那樣，一般可知關于馬達5所產生的齒槽轉矩、與電動動力轉向裝置的齒輪的齒同步地產生的脈動等干擾，其頻率與旋轉速度成比例地變高。因此，如圖13所示，可變濾波頻率映射器23被設定為旋轉速度越快，可變濾波頻率fc越高。例如，在以齒槽轉矩那樣的干擾為對象的情況下，在馬達旋轉速度低的區域、即圖13的《V1所示的附近的速度(大致IOrpm左右)下，干擾成為I 5Hz程度。因此，將可變濾波頻率fcl確定為例如5Hz左右。另一方面，在馬達旋轉速度比其更高、且圖13的《V2所示的附近的速度(大致50 IOOrpm附近)下，干擾成為5 15Hz程度。因此，將可變濾波頻率fc2確定為例如IOHz左右等即可。通過該結構，能夠根據干擾的頻率來設定濾波特性，能夠將干擾傳遞特性進行最佳化以使能夠最佳地抑制此時的干擾分量。其結果，能夠進一步降低向方向盤傳遞的干擾。接下來，說明車速可變增益映射器33。本實施方式2中的可變增益映射器除了旋轉速度可變增益映射器31以及電流可變增益映射器32以外,還具有車速可變增益映射器33。在車速快時，存在助力映射器的梯度變小的傾向，所以干擾容易傳遞到方向盤。因此，車速可變增益映射器33具備具有在車速快時使車速可變增益Kvx增大的特征的輸入輸出特性。圖14是示出本發明的實施方式2中的車速可變增益映射器的輸入輸出特性圖。車速可變增益映射器33使用圖14所示的輸入輸出特性，根據車速Vx(相當于第4狀態量)，輸出車速可變增益。然后，本實施方式2中的乘法器41對暫定振動抑制電流1st乘以旋轉速度可變增益Kco、電流可變增益Ki以及車速可變增益Kvx這3個可變增益，計算振動抑制電流Is。例如，在車速小的情況下(相當于圖14所示的Vxl附近的車速、即大致20 50Km/h程度的情況)，將Kvxl設為I. O。另一方面，在車速比其大的情況下(相當于圖14所示的Vx2附近的車速、即大致100 200Km/h程度的情況)，將Kvx2設為I. 2左右。這樣，根據車速來設定適合的增益，從而能夠與由于車速的增大而使助力映射器的梯度降低的量對應地，增強增益。如上所述，根據實施方式2，除了前面的實施方式I的效果以外，通過根據馬達旋轉速度而使濾波頻率成為可變，從而能夠設定與干擾的頻率對應的濾波特性，能夠將干擾傳遞特性進行最佳化以使能夠最佳地抑制此時的干擾分量。而且，根據車速來設定適合的增益，從而即使在車速增大而使助力映射器的梯度降低了的情況下，也能夠補償降低干擾的效果，能夠得到更充分的干擾降低效果。另外，在上述實施方式2中，說明了具備可變濾波頻率映射器23和車速可變增益映射器33這兩者的情況。但是，也可以構成為對前面的實施方式I中的圖I的結構僅追加
某一方。另外，如前面的實施方式I的說明所述，在使用了電流可變增益時，相比于如現有技術那樣使用操舵轉矩可變增益的情形，更對應于不依賴于車速的助力梯度，所以還高效地對應于干擾傳遞特性的變化。但是，在如本實施方式2那樣具備車速可變增益的情況下，通過使車速可變增益復雜化，能夠吸收干擾傳遞特性的差異。因此，在本實施方式2的結構中，也可以代替電流可變增益而使用操舵轉矩可變增益。 在該情況下，由于車速可變增益的追加和其增益映射器的復雜化而使運算變得復雜化，但與電流可變增益同樣地，能夠得到干擾的振動抑制效果和對操舵的影響去除效果。實施方式3.在前面的實施方式I中，說明了對操舵轉矩信號應用振動抽出濾波器21來實施振動抑制控制的情況。相對于此，在本實施方式3中，說明對由旋轉速度檢測單元檢測出的旋轉速度信號應用振動抽出濾波器21來實施振動抑制控制的情況。圖15是示出本發明的實施方式3中的電動動力轉向控制裝置的結構的框圖。在本實施方式3中，除了將輸入到振動抽出濾波器21的信號設為旋轉速度信號、和將加法器51置換為減法器52以外，與前面的實施方式I的結構相同。因此，除了從輔助轉矩電流減去振動抑制電流的動作以外，與前面的實施方式I的動作相同。但是，關于振動抑制控制單元22的比例增益的大小，變更與由于將操舵轉矩信號變更為旋轉速度信號而所致的信號水平的變化量相應的量。如上所述，根據實施方式3，具備振動抽出濾波器，該振動抽出濾波器代替操舵轉矩而對馬達的旋轉速度進行濾波處理，從而降低低頻側的增益來輸出振動分量信號。通過這樣的結構，也能夠得到與前面的實施方式I同樣的效果。即，根據與電流及旋轉速度對應的可變增益，校正代替操舵轉矩而從旋轉速度抽出振動分量來計算得到的控制量。而且，在設定該可變增益時，考慮從干擾到方向盤為止的傳遞特性，在難以傳遞到方向盤的區域中，降低可變增益。其結果，無需在振動抑制控制單元中設置不靈敏區，而能夠實施考慮干擾傳遞特性而在干擾的傳遞小的區域中降低振動抑制電流這樣的處理。而且，通過考慮助力映射器特性的傾向，從而能夠通過所需最小限度的濾波器和可變增益這樣的簡易的運算而高效地進行處理。其結果，能夠排除對操舵的影響，避免操舵感覺降低，同時能夠將傳遞到方向盤的還包含操舵頻帶的分量的頻率的干擾充分抑制為駕駛員感覺不到的程度。另外，在上述實施方式I中的結構中，使用了直接檢測馬達的旋轉速度的旋轉速度檢測單元。但是，代替旋轉速度檢測單元，也可以使用檢測馬達的旋轉角度的旋轉角度檢測單元以及根據所檢測的旋轉角度信號來運算旋轉速度的旋轉速度計算單元，從而得到旋轉速度信號。該旋轉速度計算單元基本上是微分，但也可以使用在微分中實施LPF來去除高頻噪聲的裝置、或者作為與其等價的處理而將HPF設為增益倍的濾波器。在該情況下，也可得到與上述結構同樣的效果。另外，在上述實施方式I中的結構中，檢測馬達的旋轉速度而設為旋轉速度信號。但是，也可以檢測方向盤的旋轉速度而設為旋轉速度信號。在該情況下，也可得到與上述結構同樣的效果。另外，在上述實施方式3中的結構中，說明了對根據旋轉速度的檢測信號、旋轉角度而計算出的旋轉速度信號應用振動抽出濾波器和振動抑制控制的情況。但是，對于利用公知的觀測器等而推測出的旋轉速度的推測信號，也可以應用振動抽出濾波器和振動抑制控制。實施方式4.、
圖16是示出本發明的實施方式4中的電動動力轉向控制裝置的結構的框圖。在與前面的實施方式3中的圖15的結構比較時，不同點在于，在本實施方式4中的圖16的結構中追加了可變濾波頻率映射器23和車速可變增益映射器33。除了這些追加部分以外，與前面的實施方式I的結構相同，以下以不同的結構為中心而進行說明。另外，在本實施方式4中，除了將輸入到振動抽出濾波器21的信號設為旋轉速度信號、以及將加法器51置換為減法器52以外，與前面的實施方式2的結構相同。因此，除了從輔助轉矩電流減去振動抑制電流的動作以外，與前面的實施方式2的動作相同。但是，關于振動抑制控制單元22的比例增益的大小，變更與由于將操舵轉矩信號變更為旋轉速度信號而所致的信號水平的變化量相應的量。如上所述，根據實施方式4，具備振動抽出濾波器，該振動抽出濾波器通過代替操舵轉矩而對馬達的旋轉速度進行濾波處理，從而降低低頻側的增益來輸出振動分量信號。通過這樣的結構，也能夠得到與前面的實施方式2同樣的效果。即，根據馬達旋轉速度而使濾波頻率成為可變，從而能夠設定與干擾的頻率對應的濾波特性，能夠將干擾傳遞特性最佳化以使能夠最佳地抑制此時的干擾分量。而且，根據車速來設定適合的增益，從而即使在車速增大而使助力映射器的梯度降低了的情況下，也能夠補償降低干擾的效果，能夠得到更充分的干擾降低效果。另外，在上述實施方式4中，說明了具備可變濾波頻率映射器23和車速可變增益映射器33這兩者的情況。但是，也可以構成為對前面的實施方式3中的圖15的結構僅追加某一方。另外，如前面的實施方式I的說明所述，在使用了電流可變增益時，相比于如現有技術那樣使用操舵轉矩可變增益的情形，更對應于不依賴于車速的助力梯度，所以還高效地對應于干擾傳遞特性的變化。但是，在如本實施方式2那樣具備車速可變增益的情況下，通過使車速可變增益復雜化，能夠吸收干擾傳遞特性的差異。因此，在本實施方式2的結構中，也可以代替電流可變增益而使用操舵轉矩可變增益。在該情況下，由于車速可變增益的追加和其增益映射器的復雜化而使運算變得復雜化，但與電流可變增益同樣地，能夠得到干擾的振動抑制效果和對操舵的影響去除效果。另外，在上述實施方式4中的結構中，說明了對根據旋轉速度的檢測信號、旋轉角度而計算出的旋轉速度信號應用振動抽出濾波器和振動抑制控制的情況。但是，對于利用公知的觀測器等而推測出的旋轉速度的推測信號，也可以應用振動抽出濾波器和振動抑制控制。
權利要求
1.一種電動動カ轉向控制裝置，其特征在于，具備 助力映射器，基于由駕駛員對方向盤施加的操舵轉矩，輸出輔助轉矩電流； 振動抽出濾波器，對所述操舵轉矩或者生成助力轉矩的馬達的旋轉速度進行濾波處理，從而降低低頻側的増益，輸出振動分量信號； 電流可變增益映射器，將所述馬達中流過的電流檢測為第I狀態量，計算基于所述電流的電流可變增益； 旋轉速度可變增益映射器，將所述馬達或者所述方向盤的旋轉速度檢測為第2狀態量，計算基于所述旋轉速度的旋轉速度可變增益； 校正単元，根據所述振動分量信號、所述電流可變增益以及所述旋轉速度可變增益，計算振動抑制電流；以及 電流控制単元，將使用所述振動抑制電流來校正所述輔助轉矩電流而得到的信號計算為目標電流，控制所述馬達中流過的電流。
2.根據權利要求I所述的電動動カ轉向控制裝置，其特征在干， 所述電流可變增益映射器在所述馬達中流過的電流小的范圍中將所述電流可變增益設為大的值，在所述電流大的范圍中將所述電流可變增益設為小的值或者零， 所述旋轉速度可變增益映射器在所述馬達或者所述方向盤的旋轉速度小的范圍中將所述旋轉速度可變增益設為大的值，在所述旋轉速度大的范圍中將所述旋轉速度可變增益設為小的值或者零。
3.根據權利要求2所述的電動動カ轉向控制裝置，其特征在干， 所述電流可變增益映射器在表示從干擾到所述方向盤為止的傳遞的放大率的干擾傳遞特性成為小的值的所述電流的規定范圍中，將所述電流可變增益設為小的值或者零， 所述旋轉速度可變增益映射器在所述干擾傳遞特性成為小的值的所述旋轉速度的規定范圍中，將所述旋轉速度可變增益設為小的值或者零。
4.一種電動動カ轉向控制裝置，其特征在于，具備 助力映射器，基于由駕駛員對方向盤施加的操舵轉矩，輸出輔助轉矩電流； 振動抽出濾波器，對所述操舵轉矩或者生成助力轉矩的馬達的旋轉速度進行濾波處理，從而降低低頻側的増益，輸出振動分量信號； 梯度可變增益映射器，將所述助力映射器中的所述輔助轉矩電流相對所述操舵轉矩的梯度檢測為第3狀態量，輸出基于所述梯度的梯度可變增益； 旋轉速度可變增益映射器，將所述馬達或者所述方向盤的旋轉速度檢測為第2狀態量，輸出基于所述旋轉速度的旋轉速度可變增益； 校正単元，根據所述振動分量信號、所述梯度可變增益以及所述旋轉速度可變增益，計算振動抑制電流；以及 電流控制単元，將使用所述振動抑制電流來校正所述輔助轉矩電流而得到的信號計算為目標電流，控制所述馬達中流過的電流。
5.根據權利要求4所述的電動動カ轉向控制裝置，其特征在干， 所述梯度可變增益映射器在表示從干擾到所述方向盤為止的傳遞的放大率的干擾傳遞特性成為小的值的所述梯度的規定范圍中，將所述梯度可變增益設為小的值或者零， 所述旋轉速度可變增益映射器在所述干擾傳遞特性成為小的值的所述旋轉速度的規定范圍中，將所述旋轉速度可變增益設為小的值或者零。
6.根據權利要求I或者4所述的電動動カ轉向控制裝置，其特征在干， 所述可變增益映射器還具有車速可變增益映射器，該車速可變增益映射器將作為車輛的行駛速度的車速檢測為第4狀態量，在所述車速快吋，增大車速可變增益來進行輸出， 所述可變増益映射器將對已經計算出的所述可變增益進一步乘以所述車速可變增益而得到的值作為可變增益來進行輸出。
7.根據權利要求I 6中的任意一項所述的電動動力轉向控制裝置，其特征在干， 還具備可變濾波頻率映射器，該可變濾波頻率映射器根據所述旋轉速度來計算可變濾波頻率， 所述振動抽出濾波器根據由可變濾波頻率映射器計算出的所述可變濾波頻率而使濾波頻率變化。
全文摘要
具備助力映射器(11)，基于操舵轉矩輸出輔助轉矩電流；振動抽出濾波器(21)，對操舵轉矩或者生成助力轉矩的馬達的旋轉速度進行濾波處理，降低低頻側的增益，輸出振動分量信號；電流可變增益映射器(32)，將馬達中流過的電流檢測為第1狀態量，計算基于電流的電流可變增益；旋轉速度可變增益映射器(31)，將馬達或者方向盤的旋轉速度檢測為第2狀態量，計算基于旋轉速度的旋轉速度可變增益；校正單元(41)，根據振動分量信號、電流可變增益及旋轉速度可變增益，計算振動抑制電流；以及電流控制單元(3)，將使用振動抑制電流校正輔助轉矩電流而得到的信號計算為目標電流，控制馬達中流過的電流。
文檔編號B62D5/04GK102666257SQ20108004817
公開日2012年9月12日 申請日期2010年10月21日 優先權日2009年10月30日
發明者喜福隆之, 家造坊勛, 栗重正彥, 遠藤雅也 申請人:三菱電機株式會社