用于放電加工的方法和發生器的制作方法

專利名稱：用于放電加工的方法和發生器的制作方法
技術領域：
本發明總的涉及機床領域，更具體地說，本發明涉及操作機床的方法和機床，具體涉及用于放電加工(EDM)、尤其是用于線切割和刻模的方法和發生器。
背景技術：
圖2所示為公知類型的EDM刻模機的一般配置。實際上線切割機僅在細節上不同于刻模機，但是對于這兩種類型的機器，大多數制造商采用完全不同的概念。對于所包含的脈沖發生器尤其是這樣，在脈沖發生器中需要很短而高的放電脈沖用于線切割，而對于刻模則使用對應的較低幅值的較長放電脈沖。迄今為止，仍然沒有一種滿意的解決方案用于一致的總體構思。
EDM系統的配置一般涉及如下的子系統AC主電源輸入1、電源柜2、線纜系統3和機器4。電源柜2容納著AC電壓模塊(AC)、DC電壓模塊(DC)、數值控制(CNC)、一個或多個驅動模塊(Drive)、發生器模塊(Gen.)以及通用機器控制模塊(Control)。由于電源柜2的全部內容相當笨重并且總的功率損耗在一位數kW的量級，因此電源柜通常離開機器4一定距離。
線纜系統3通常2米至5米長。第一線纜將驅動器模塊(Drive)連接到機器4的軸驅動馬達并供給馬達電流，用于可提供的任何制動的電流以及位置變換器的不同敏感數字信號。這些線纜是重要的成本因素，并且如果不仔細設計則容易造成昂貴的停工時間。
第二線纜將發生器模塊(Gen.)連接到工件和機器4的電極。這個第二線纜具有如下的缺陷特別是在線切割中，由于脈沖電流的高RMS值而導致的功率損耗可能高達100W/m。除了這種不希望的能量浪費之外，這還可能造成機器結構由于熱而變得扭曲，由此使工件不精確。當前，對這個問題僅有的解決方案是復雜的水冷裝置。
在使用高剛性線纜中涉及的另一缺陷是通常需要包含八個并聯的同軸線纜，每個大約5mm2的銅截面。由于線纜連接到機器的移動結構部分，因此它們的剛性造成了這些結構部件在微米范圍內的撓曲，當然由此在工件的加工中產生了對應的誤差。
第三線纜用于將通用機器控制模塊(Control)連接到在機器4上的大量的功能單元，比如電閥、泵、輔助驅動、終端開關、溫度傳感器、安全保護設備等。這個第三線纜也極大地增加了成本，因為需要大量的不同的導體，而且因為每個機器變型最終都需要專門的線纜。在機器4和電源柜2分別運輸到用戶時還會體現進一步的缺陷，即在安裝時需要的線纜系統3的大量連接造成了增加的故障風險。
在第13屆ISEM會議錄的Vol.1，Bilbao 2001，第3至19頁中，說明了通過脈沖電容器產生脈沖所必要的過程和方程式在微EDM中的應用。這些評述一般地適用，因此也適用于本發明。
在第13屆ISEM會議錄的Vol.1，Bilbao 2001，第153至160頁中，說明了雙半橋型非電阻性發生器。這個發生器被設計成每個半橋產生對稱的德耳塔電流。在適當地控制時，兩個半橋電流之和是零紋波的梯形脈沖。通過以表示在德耳塔電流的上升和下降時間的范圍內的電流形狀的信號進行脈沖寬度調制，可以合成多種不同的所需的電流形狀。由于僅僅提供了半橋，因此在輸出上的脈沖形狀可相應地僅僅是單極的。雖然消除負載電阻器提高了效率，但是這幾乎瞬間降低，因為在電流峰期間的換向的緣故。選擇越高的脈沖電流和頻率，則這個缺陷變得越嚴重。在這個發生器用于產生陡脈沖時，正如通常那樣，必然需要較高的頻率。進一步的問題在于橋路本身的缺陷，即在工件和功率供給之間存在開關元件，正是在這些點之間，陡換向側翼(steep commutation flank)產生AC主電源側的高位移電流，最終造成了差的電磁兼容性。由于同樣的原因，兩個源需要是彼此DC去耦的，這又不必要地增加了配置的成本。
US 4,710,603公開了根據脈沖電容器放電原理工作的發生器，它的基本電路在圖3中示出。電容器C1通過開關元件Q1和電感L3從DC電壓源E充電。另一開關元件Q2通過另一電感L2將脈沖電容器C1放電到火花隙PW。這個電路既不需要充電電阻器，也不需要線性操作的開關元件。
US 4,766,281公開了具有被動充電電壓調節器的發生器，如圖4所示。該充電電壓調節器包括反馳式轉換器變壓器(flyback convertertransformer)和兩個二極管。這個發生器的效率是高的，因為消除了如從US 4,710,603中看出的發生器在開關元件Q1上發生的換向損耗。
然而，兩個發生器仍然具有缺陷。首先，由于單極充電，脈沖頻率被限制到大約70kHz的中等值。進一步增加頻率將使充電電流增加到不利地影響效率的值。第二，發生器仍然太大以致不能允許它們的位置例如直接在電極的附近。為了對此進行詳細說明，參考圖5，圖5是給這些發生器繪制的電容器電壓Uc和在火花隙處的脈沖電流Igap作為時間t的函數的曲線。顯然，對于正弦脈沖電流Igap，負充電電壓U_charg余弦地翻轉到正殘余充電電壓U_end。這個殘余充電電壓U_end精確地對應于在火花隙中沒有被轉換并且返回到脈沖電容器的能量。忽略線路損耗，如從前文所述的13屆ISEM會議錄的Vol.1，Bilbao 2001，第3至19頁中看到的殘余充電電壓是U_end＝-U_chrg+2*U_gap (1)這里U_gap對應于在火花隙上的電壓。殘余電壓U_end因此既不是脈沖電流也不是脈沖電容器的電容的函數，也不是放電電路的電感的函數。在放電之后充電電壓調節器立即開始再次將脈沖電容器再充電到所需的負充電電壓U_chrg。在這種設置中，在然后再次以電能形式反極性地存儲在脈沖電容器中之前，殘余充電電壓U_end的全部的電能首先在電感內(例如在圖3的線圈L3內或者在圖4中的反馳式轉換器變壓器內)轉換為磁能。
US 6,525,287B2公開了另一種發生器，該發生器包括多個用于產生脈沖的電容器。在AC操作中電容器插入在全橋十字支路中。該發明的主要思想是通過電容器的無損AC阻抗替代負載電阻器。然而，這里全橋的開關元件在實際中需要以高損耗對總的負載電流進行換向，否則電流的紋波將是100％，并且相當大的能量感應地存儲在線纜系統中。為了安全地處置這樣的能量，需要附加的有損安全電路。
US 5,380,975公開了一種包括多個脈沖電容器的發生器，通過開關元件將這些脈沖電容器同時放電到火花隙。與單個脈沖電容器的電容相比，這造成了電容的增加并且放電能量可以維持在規定的水平。
US專利4,072,842和6,281,463顯示了這樣的發生器，其中點火電壓源通過二極管連接到開關模式型發生器以使在火花隙上可得到有選擇性的高點火電壓，同時保持脈沖電流調節器的最小開關頻率。這些發生器的所有的點火源包括負載電阻器，并且例如不能調節脈沖電流或者影響它的形狀。雖然這種類型的發生器是先進的，只要在試圖也使用點火電壓源以產生較小的放電電流(對于DC調節器是有問題的，因為開關頻率太高)時點火電壓源僅用于產生電壓(即基本沒有電流)，然而這種原理造成不希望的效率降低。
本發明的目的是提供一種用于產生具有較高放電頻率的放電脈沖的方法和發生器。

發明內容
本發明的第一方面涉及一種產生用于放電加工的具有預定點火電壓的EDM脈沖的時間序列的方法。AC電壓根據通過雙極電流源提供的DC電壓產生。所述AC電壓施加給設置在所述雙極電流源和火花隙之間的隔離變壓器。第一脈沖電容器通過所述雙極電流源充電到對應于點火電壓的充電電壓。通過所述隔離變壓器提供的點火電壓以所選擇的極性切換到所述火花隙。
本發明的第二方面涉及一種用于放電加工的產生具有預定點火電壓的EDM脈沖的時間序列的發生器。所述發生器包括提供具有兩個極性的DC電壓的雙極電流源；根據來自所述雙極電流源的DC電壓產生AC電壓的AC電壓發生器電路；在所述雙極電流源和所述火花隙之間的隔離變壓器，所述AC電壓從所述AC電壓發生器電路施加給該隔離變壓器的輸入，并且該隔離變壓器的輸出提供具有兩個極性的點火電壓；在所述雙極電流源和所述火花隙之間的至少一個第一脈沖電容器，其通過所述雙極電流源充電到對應于所述點火電壓的充電電壓；以及在所述隔離變壓器和所述火花隙之間的開關裝置，其由控制器控制以將所述點火電壓以所選擇的極性切換到所述火花隙。


現在通過舉例的方式并參考附圖描述本發明的實施例，在附圖中圖1所示為本發明一個實施例的刻模機的示意圖。
圖2所示為現有技術的刻模機的示意圖。
圖3所示為現有技術的脈沖電容器放電型發生器的電路圖。
圖4所示為另一現有技術的脈沖電容器放電型發生器的電路圖。
圖5所示為在現有技術的脈沖電容器放電型發生器中的充電電壓和放電電流的波形圖。
圖6所示為在本發明一個實施例的脈沖電容器放電型發生器中的充電電壓和放電電流的波形圖。
圖7所示為本發明一個實施例的雙極電流源的電路圖。
圖8所示為本發明一個實施例的充電/放電電路的電路圖。
圖9所示為本發明一個實施例的包括隔離變壓器的變極器(inverter)電路的電路圖。
圖10所示為本發明一個實施例的包括多個充電/放電電路和多個變極器電路的發生器模塊的電路圖。
圖11所示為間接感測放電電流的傳感器的電路圖。
圖12所示為用于感測充電電壓的傳感器的電路圖。
圖13所示為根據第一實施例用于產生點火電壓的充電/放電電路的電路圖。
圖14所示為根據第一實施例用于產生點火電壓的變極器電路的電路圖。
圖15所示為根據第二實施例用于產生點火電壓和小放電電流的充電/放電電路的電路圖。
圖16所示為根據第二實施例用于產生點火電壓和小放電電流的變極器電路的電路圖。
圖17所示為根據第三實施例用于產生點火電壓和小放電電流的充電/放電裝置的電路圖。
圖18所示為根據第三實施例用于產生點火電壓和小放電電流的變極器電路的電路圖。
圖19a-d所示為基于三個部分脈沖(partial pulse)的正弦脈沖的組成。
圖20a-c所示為基于兩個部分脈沖的具有陡側翼的脈沖的組成。
圖21a-d所示為基于四個部分脈沖的具有陡側翼和高幅值的脈沖的組成。
圖22a-d所示為基于三個部分脈沖的準矩形脈沖的組成。
圖23a-d所示為基于六個部分脈沖的用于刻模EDM的準矩形低紋波脈沖的組成。
圖24a-e所示為基于八個部分脈沖的用于刻模EDM的準矩形高紋波脈沖的組成。
圖25a-e所示為基于四個部分脈沖的用于刻模EDM的低紋波、慢ON/快OFF脈沖的組成。
圖26a-e所示為基于七個部分脈沖的用于刻模EDM的低紋波OFF過沖脈沖的組成。
圖27a-e所示為基于七個部分脈沖的用于刻模EDM的低紋波OFF下沖脈沖的組成。
圖28a-e所示為基于四個部分脈沖的用于刻模EDM的傾斜的快OFF脈沖的組成。
具體實施例方式
圖1所示為刻模機的主要模塊，在這種設置中也可以細分為公知的模塊，AC主電源輸入1與隨后的AC模塊和DC模塊。然而，電源柜2現在非常小，它可以容納在操作臺中，因為驅動模塊(Drive)、發生器模塊(Gen.)和通用機器控制模塊(Control)在機器4中現在都得到重新設置。
圖2的線纜系統3已經取消，它已經被標準化的數據鏈路(LINK)6替代，該數據鏈路(LINK)6在星形配置中在節點5聚集在一起。到各種模塊以及來自各種模塊的所有的信息和命令也都可用于在節點5中的診斷目的。節點5安裝在容易接入的位置，但優選在機器4上。
各種模塊的功率供給可以直接通過數據鏈路(LINK)6達到大約50W的瓦數，也可提供標準化的DC電壓線纜7用于更高的功率要求，以星形從DC電壓模塊(DC)延伸到要求更高的功率值的模塊。具有僅僅1.5mm2的截面和例如+/-280V的DC電壓的DC電壓線纜7能夠供給高達5.6kW的瓦數而沒有問題，僅2.3W/m轉換為熱。現代的線切割發生器通常需要2.2kW的平均火花瓦數以便以500mm2/min的速度切割鋼材，在包括每個5mm2的8個并聯的同軸線纜時通過線纜系統3將足足37W/m變換為熱。在這種情況下DC電壓線纜7將把僅可忽略的0.37W/m變換熱，即100倍小。
針對5.6kW的平均火花功率外推當前值將得到在鋼材中的1250mm2/min的材料去除速率，并在公知的線纜系統3中產生相當大的94W/m的功率損耗。通過在機器4中對AC主電源輸入1、AC模塊(AC)和DC模塊(DC)重新設置可以得到一種替選方案。在這種設置中，操作臺(電源柜2)僅容納數值控制(CNC)并通過唯一的標準化數據鏈路6(LINK)連接，并向其供給所需的電能。標準化的DC電壓線纜7因此也更短，并且僅僅存在于機器4的內部。
這極大地簡化了在用戶位置上安裝這種系統，它僅要求將AC主電源輸入1連接到AC主電源，并且在必要時，將數據鏈路6(LINK)插入到操作臺中。
圖6所示為在下文中描述的發生器的電容器電壓Uc和脈沖電流Igap在時間上的變化(下文也稱為電壓和電流的波形)以便與在圖5中所示的公知的發生器的波形進行比較。對于可比的充電電流，圖6的充電時間t_chrg比在圖5中繪制的時間短幾倍，并且殘余充電電壓U_end僅通過正確極性的短電流脈沖補充到所需的充電電壓U_chrg。殘余充電電壓U_end不經歷經由磁能的變換，這就是它以接近100％的效率保存的原因，由此實現了放電脈沖最大頻率的顯著增加。
圖7所示為本發明一個實施例的雙極電流源8-17的形式的充電調節器。通過標準化DC電壓線纜7從DC電壓模塊(圖1的DC)向輸入V_dc+，V_dc-和中性點0V例如供給+/-280V的DC電壓。在對稱加載的情況下，中性點0V大致對應于地電位，這對于該系統的高EMC是有利的。
在最簡單的情況下DC電壓從普通的400V AC主電源、通過三相整流器電橋和濾波電容器、直接得自DC模塊(DC)并且就此而言不需要線路隔離(line isolation)。作為替選方案，可以提供包括電子開關元件和二極管的三相有源變極器電橋。這種替選方案允許實現豐富的其它功能，如閉環DC控制，用于補償AC主電源波動，將DC電壓增加到峰值AC主電源以上，軟啟動功能，功率因數校正(PFC)，非對稱DC負載上的中性點0V穩定化以及DC至4000V AC主電源能量返回。所有這些電路對于本領域技術人員都是公知的，不需要在此進一步描述。
電容器8和9為雙極電流源8-17供應電流脈沖，它們被提供用于維持DC電壓線纜7(DC)沒有脈動的電流。正的電流源用于產生正的充電電流I+。開關元件10和16同時接通，導致線性增加電流，從輸入V_dc+開始經由電感14回到0V端子。在某個時間后，并且不在輸出I+被切換到脈沖電容器22以便于充電(圖8)之前，開關元件16以及必要時開關元件10被關斷。在這個時間點上，充電電流I+流入脈沖電容器22中，以補充其充電電壓。一傳感器(在圖8中的SENS)將充電電壓與設置的值比較，并且一旦充電電壓達到設置值時，發送數據信號給控制器(在圖10中的FPGA)。開關元件16隨后接通，導致在脈沖電容器中的充電電流I+的突然崩潰。如果開關元件10在這個時間點仍然接通，則它被同樣地關斷，并且剩余的殘余電流I+隨后經由二極管12、電感14和開關元件16循環。為了供應隨后的相同極性的充電脈沖電流，開關元件10在合適的時間點再次接通并重復上面描述的過程。
因為電感14充當電流源，所以在脈沖電容器22上的充電電壓可顯著地高于在輸出V_dc+上的電壓。然而，這可對該開關元件16有毀滅性的后果，如果由于在充電電流輸出I+連接至脈沖電容器22之前的故障，其也就是要被開路帶電。這就是為什么與開關元件16和17并聯地提供瞬態保護二極管(未被示出)，或者再生二極管(recuperation diode)45和46可以附加地分別插入端子I+和V_dc+以及I-和V_dc-之間，以將充電電壓限制為輸入電壓V_dc+和V_dc-。如果必要，輸入電壓V_dc+和I-和V_dc-可以被增加。為了生成高幅值和低持續時間的放電脈沖，優選地以盡可能高的充電電壓結合脈沖電容器22的最小電容來工作。
包含開關元件11和17、二極管13和電感15的鏡像翻轉配置用于產生負充電電流I-，并且以與上面描述的正電流源類似的方式工作。
如在圖7中示出的雙極電流源8-17可以高度不同地操作。當試圖達到最小損耗同時將工作頻率最大化時，可能部分地根據所涉及的特定應用而需要不同的方法。
這樣，為了良好的效率，在長時間段內禁止在電感14、15和二極管12、13中的不必要的高電流的循環是優選的。防止這一點的一種替選方案是有用的，其中通過在對脈沖電容器22充電完成時關斷開關元件10和16或11和17來使用附加的再生二極管45、46。存儲在電感14或15中的磁殘余能量隨后經由二極管12和45或13和46取回到電容器8和9中。當在兩個充電脈沖之間存在最小的間歇時，這種工作模式是有利的，另外更有利的是直接將該殘余能量用于下一個充電脈沖。
另一個替選方案為了時序控制而在電容器充電開始時實現了開關元件16、17的關斷。選擇也就是已經在放電脈沖期間的這個時間點，優選的是當脈沖電容器22的跨越(crossover)正好為0V電壓時，實現了絕對無損的換向。作為一種正面的副作用，充電時間也通過該設置縮短。實際上，由于該方法，在極端情況下，脈沖電容器22可能在其放電的結尾已經又達到了充電電壓的設置值，這樣使得直接可用于隨后的放電。
為了將工作頻率最大化，電感14、15的值被最小化，并且這些電感14、15的充電動作直接在脈沖電容器22的放電開始時啟動。為了更高的充電電壓，進一步有利的是，在電容器充電期間也讓開關元件10、11接通，由于來自電容器8、9的附加能量，充電動作進一步縮短。
如在圖8中示出的實施例的用于脈沖電容器22的充電/放電電路18-26經由對應的輸入I+、I-連接至如在圖7中所示的雙極電流源8-17。第二端子連接至0V輸入，該0V輸入又連接至雙極電流源8-17的中性點0V。開關元件18、19與二極管20、21一同負責在充電期間施加所需的極性。在脈沖電容器22，傳感器(SENS)持續地感測充電條件并且從中得出各種數據信號。開關元件24和26與二極管23和25用于以正確的極性將脈沖電容器22放電至輸出T_pr。
在某些實施例中，優選提供附加的二極管63和64以用于特定的應用。在線切割應用中，可能出現這樣的情況由于線接觸的不佳過渡電阻或者火花隙的太弱的電離而造成已經點火的放電立即熄滅。如果脈沖電容器22的放電繼續則它的高充電電壓可能導致在火花隙中強制再點火，這種強制再點火又可能立即導致線破裂。為了防止這種損壞，開關元件24或26被強制關斷，產生了如何處置在放電電路的各種電感中存儲的能量的問題。用于電容器放電型發生器的公知的方法提供了與開關元件并聯的瞬態保護二極管，并將能量不利地轉變為熱。這種不好的放電多次發生降低了效率，并且甚至可能毀壞瞬態保護二極管，由此導致發生器完全損壞。在優選的實施例中，能量通過二極管63、64和端子V_dc+、V_dc-有利地再生到電容器8、9中。由于整個過程通過中心控制單元(圖10中的FPGA)來啟動，因此每時間單位的這些過早的脈沖中斷的數量被計數并作為過程控制值、診斷信息或者早期報警而使用或發出。
如在圖9中示出的變極器電路28-32的隔離變壓器27的初級輸入T_pr連接至如在圖8中示出的充電/放電電路18-26的對應輸出T_pr。該隔離變壓器27的第二初級輸入0V連接至如在圖7中示出的對應的中性點0V。隔離變壓器27包括兩個串聯的次級繞組，使得始終有正和負的脈沖極性可用。這些次級繞組的中性點連接至輸出WS，該輸出又連接至工件。將發生器電路關于中性點0V嚴格對稱地配置，對于電磁兼容性是有利的。因為工件通常處于地電位，所以沒有、或者僅僅不明顯的電容位移電流經由該電路實現至AC主電源連接1。優點是降低了成本、損耗和用于大磁抑制元件的占地面積。隔離變壓器27的這些次級繞組的另外兩個端子經由開關元件29、30、34和36以及它們的所分配的二極管28、31、33和35以及經由電感32連接至輸出EL。輸出EL又連接至電極。在該設置中，開關元件30和36被接通，用于正的放電脈沖，同時開關元件34和29對應地用于負的放電脈沖。這使得脈沖電容器22的充電電壓的任何暫時極性都能夠轉換為進入火花隙的放電脈沖的任意極性。
然而，當例如對于刻模機，從發生器模塊只需要正的放電脈沖時，變極器電路也可以通過去除開關元件29、34和它們的二極管31、35而得到簡化。這也適用于線切割機，當只需要負脈沖時，開關元件30、36和它們的二極管28、33可以從中去除。這對于結合圖13-18描述的所有另外的電路同樣成立。
隔離變壓器27同樣提供了多個尺度設置自由度。有利的是，其中一個保證了足夠浪涌電壓承受能力，以便于隔離AC主電源，使得與標準要求一致。此外，其中一個將在初級側和次級側之間的耦合理想化，并且保持主電感足夠高，使得不出現過度高的磁化電流。兩種措施都有利地防止了脈沖電流的損耗。
為了最佳的耦合，1∶1的繞組比率是理想的，雖然偏離該要求可能對于以更小的電流并且相應地更高的電壓操作例如如在圖8中示出的充電/放電電路的總效率是有利的，這可能是相當正確的，因為具有高浪涌電壓承受能力的對應部件是可用的，并且，如進一步解釋的那樣，無需應對換向損耗。降低電流減少了所有開關元件和二極管的正向損耗，這樣提高了總效率。
對隔離變壓器27的所提及的要求優選地以具有平面芯和平面繞組的平面變壓器得到滿足。這種具有對標準隔離性能特別考慮的變壓器例如在US 5,010,314中公開，并且由Boca Raton South Florida USA的公司PAYTON PLANAR MAGNETICS Ltd.生產。因為所傳輸的脈沖的電壓/時間區域很小，所以這些變壓器這樣小和輕，使得它們可以毫無問題地集成到發生器模塊的印刷電路中。這種技術也有利于電感14、15和32的優勢。
電感32可以被選得更小，或甚至被完全去除，只要至電極的導體和隔離變壓器的雜散電感已經包括足夠的電感。在對電極提供脈沖中，當多個發生器通道重疊時，該電感對于通道分離是必要的。
在圖7、8和9中，MOSFET和IGBT被列舉為開關元件10至36。這不是強制的選擇并且可以由本領域的技術人員根據特定的要求而改變。對于如在圖9中示出的變極器28-32的開關元件29、30、34、36和二極管28、31、33、35的設置，同樣有替選方案。這樣，例如，處于相反方向的開關元件29與開關元件30可以串聯連接，而二極管28和31以對應的相反方向與其并聯。這里也是應由本領域技術人員來應用對每種情況下的要求總體最有利的變形方案。
開關元件18、19、24、26、29、30、34、36僅僅遭受正向損耗，即它們各以零電流來激勵，因為每個正弦半波都以零電流開始，并且因而電壓和電流的乘積(換句話說，在換向過程中的功率損耗)也是零。對于關斷，情況甚至更有利，因為對于這個時間點，電流和電壓量兩者都為零，因為電壓由對應的串聯二極管23、25、28、31、33、35阻塞。
控制所有開關元件10、11、16、17、18、19、24、26、29、30、34、36所需要的脈沖由控制器(在圖10中的FGPA)經由DC去耦的驅動器電路(未示出)提供。
如從圖6中顯然可知的那樣，只需要對單脈沖電容器22充電的雙極電流源6-17由于短的充電時間t_chrg而負擔低(undertaxed)。因此，圖10示出了在多通道配置中的發生器模塊，它的所有通道都放電到相同的火花隙中(作為替選方案，一些或全部通道也可以放電到多個不同的火花隙中)。這種發生器模塊由僅僅一個具有輸入V_dc+、0V和V_dc-的雙極電流源BCS(如圖7所示)以及通過數據鏈路(LINK)連接到節點(如圖1中所示的節點5)的一個控制器FPGA組成。控制器(FPGA)優選是現場可編程門陣列，即數字可配置的邏輯電路，它也可以通過數據鏈路(LINK)配置并被提供不同的設置，它甚至可以在系統操作過程中加載新的配置。這就是為什么這些電路實現了最大的功能靈活性，以及由于并行數據處理甚至比可用的最快的微處理器都快得多。然而，如果需要進行順序的數據處理，將其實施在FPGA中也不會存在問題，即對并行處理的速度沒有負面的影響。
用于脈沖電容器22的多個充電/放電電路CAP1至CAP4(比如在圖8、13、15和17中所示)通過導體I+和I-連接到雙極電流源BCS。每個充電/放電電路CAP1至CAP4連接到變極器電路INV1至INV4(比如在圖9、14、16和18中所示)。變極器電路INV1至INV4具有到工件WS的分離輸出以及共同連接到電極的分離輸出EL1至EL4(作為替選方案，多個輸出也可以單個或組合地連接到多個單個的電極)。
控制器FPGA包括到各個電路組CAP1-CAP4和INV1-INV4的所有的開關元件和傳感器的如虛線所示的鏈接。這些對用于驅動開關元件的驅動器電路進行符號表示，但這些驅動器電路也監視開關元件并形成到傳感器(比如圖8的SENS、圖13、15和18的+SENS和-SENS、圖14、16和18的DSC SENS)的連接。由于控制器FPGA的中心功能，對整個發生器模塊的理想協調和監視都是可能的，不存在時間延遲的損失。所有的條件、故障和感測值在它們發生時都通過數據鏈路LINK周期性或根據請求用信號發送給在圖1中的節點5。這種模塊現在可以以如下文討論的未接線的SMD部件和SMT生產方法自動生產。
由于希望這些模塊安裝在機器中的任何位置，它們必須不對它們的周圍發熱。由于對于這個目的正常的空氣冷卻不夠，因此優選流體冷卻系統以帶走耗散的熱。這些模塊也可以通過金屬化的塑料或者更好的滿足這些要求的金屬的致密外殼受到保護而不受在機器中的苛刻的環境影響，如污物、飛濺的水和電磁干擾。
控制器FPGA存儲用于控制充電/放電電路CAP1至CAP4和變極器電路INV1-INV4的數據組。對應于各種放電脈沖的每個預定義的波形的這些數據組預先計算而存儲在數值控制(在圖1中的CNC)或者在其中通過數學和三角運算來計算并傳送給控制器FPGA。作為替選方案，當然預先計算的數據組也可以存儲在控制器FPGA中以在那里進行選擇。
在這種設置中，曾經在數據組中定義的波形(在此也稱為脈沖形狀)可以在幅值上成比例地增加或減少。為此目的，該數據組僅接收在數值控制CNC或控制器FPGA中使用的附加的比例因子以成比例地增加或減少例如所有充電電壓設置值。可以根據需要以任何分辨率實現以這種方式修改脈沖幅值。
因此，以粗加工脈沖開始，通過連續地減小比例因子，這使得可以對較精細但與幅值成比例的加工脈沖進行平滑的改變。這種方法的應用使得以最小的加工時間得到了較為一致的工件質量。
用戶具有如下選項根據他的特定加工要求直接選擇特定的脈沖形狀，或者根據需要由數值控制CNC或控制器FPGA本身決定哪個脈沖形狀最適合于暫時的加工要求。例如可以根據所需的加工精度、規定的電極磨損、規定的機器速率等來進行這種選擇。根據特定的機器要求，本領域普通技術人員會意識到除了在此詳細描述的脈沖形狀之外還有各種脈沖形狀。在下文中從脈沖電容器22的部分脈沖開始，描述了一些公知的和新穎的脈沖形狀以及它們的合成。
此外，應該理解的是下文的討論基于正弦半波形式的部分脈沖，如電容器(在這種情況下脈沖電容器22)通過電感(在這種情況下，特別是隔離變壓器27、電感32和連接電極的導體)的放電中近似實現。在其它元件插入在連接電極的放電電路中時，部分脈沖可能偏離正弦半波形狀。
在脈沖電容器22上的電壓曲線包含各種各樣的有用的直接和間接信息，這些信息涉及充電狀況、放電脈沖和火花隙的狀況。
圖11示出了用于間接獲得放電電流的傳感器的第一實施例(比如圖8的SENS，圖13、15和18的+SENS和-SENS，圖13、14、16和18的DSC SENS)。包括差分電容器37、運算放大器38和反饋電阻器39的公知差分電路可以以電壓信號Udiff的時間上的變化的形式來按比例仿真它們的輸出上的放電電流形狀。
作為時間函數的放電電流曲線I由下式給出I＝C*dU/dt (2)這里C是脈沖電容器22的電容，dU/dt對應于作為時間的函數求導的在脈沖電容器22上的充電電壓Uc。然后傳感器根據差分放大器的方程式識別電流Udiff＝-R39*C37*dU/dt (3)這里R39是反饋電阻器39，C37是差分電容器37，以及dU/dt又對應于作為時間的函數求導的在脈沖電容器22上的充電電壓Uc。由于C以及R39和C37都是常數，因此輸出Udiff是放電電流I的真的成比例鏡像。
隨后的電路(未示)例如本領域技術人員公知的采樣和保持放大器、積分器、比較器和模擬/數字轉換器可從信號Udiff中抽取各種各樣的有用的信息，比如脈沖持續時間、峰值電流、電流的RMS值等，所有這些都以數字形式轉送給控制器FPGA。以這種方式獲得信息比包含測量電阻器和電流傳感器的公知方案更加直接、更加快速、更加緊湊、成本效率更高并且損耗更小，將其整合在發生器模塊的總體構思中是特別直截了當的。申請人保留了對獨立于在此所公開的其它特征、如上文或下文所描述的傳感器的結構要求保護。
圖12所示為用于測量脈沖電容器22的充電電壓Uc的Uout的傳感器SENS的一種實施例。包括電阻器40和42的分壓器將充電電壓Uc分壓為這個值，然后將這個值通過電壓跟隨器配置中的運算放大器44作為低阻抗信號Uout再現。
為了不使脈沖電容器22不必要地放電，電阻器40的值通常在一位數MΩ的范圍內選擇。充電電壓Uc的高頻分量的未失真的再現通過與其并聯的包括匹配的電容器41和43的電容性分壓器來保證。進一步的處理類似于對上文描述的電流傳感器的處理。
除了雙極電流源8-17的控制信號之外，例如從脈沖電容器22的充電電壓Uc中也可以獲得對脈沖持續時間求平均的火花燃燒電壓(如在第13屆ISEM會議錄的Vol.1，Bilbao 2001，第3至19頁中所描述)。因為在線上的電感性電壓降的緣故，通過對線切割機的電流測量法可能難以測量到這個量。
在放電之前利用采樣和保持放大器來記住充電電壓U_chrg(圖5、6)以形成與在放電之后的殘余充電電壓U_end的差值并乘以0.5的放大之后的結果是足夠的。根據平均的火花燃燒電壓，可以獲得關于短路、以兩倍的燃燒電壓的放電(意味著與線電極的不佳電流接觸)、電阻性放電(意味著不佳的沖洗(flushing))等，關于過程如何實時進行的有用信息，然后這些信息又可用于開環和閉環控制以及優化。
圖13所示為用于產生點火電壓的充電/放電電路18-26的第一實施例，它在結構上類似于在圖8中所示的用于產生放電脈沖的充電/放電電路18-26。由于在產生點火電壓過程中脈沖電容器22不放電或者僅僅不明顯地放電，因此它被分為正充電脈沖電容器47和負充電脈沖電容器48。通過兩個脈沖電容器47和48所提供的正和負極性的電壓然后交替切換到需要被供給AC電壓的隔離變壓器27的初級繞阻。
作為一種替選方案，可以僅僅使用一個脈沖電容器22，必要的AC電壓通過附加的開關元件或者通過隔離變壓器的第二初級繞阻產生。
類似于在圖8中所示的正極性電路分支，在負極性電路分支中，開關元件19和二極管21對應地連接到負脈沖電容器48，相同情況適用于開關元件26和二極管25。
同樣地給兩個脈沖電容器47、48提供傳感器+SENS和-SENS，二極管23和25并聯連接到開關元件24、25。這比較有利的，因為由來自火花隙的振蕩引起的任何過電壓都可以在脈沖電容器47、48再生。
能量恢復可根據如下來控制，即對于一個脈沖，變極器電路的僅一個電流方向(例如僅如圖14所示的具有二極管28的開關元件30，沒有再生)被使能，還是兩個電流方向(例如圖14所示的具有二極管28的開關元件30和具有二極管31的開關元件29，具有所需的再生)都被使能。
在圖13中所示的電路進一步包括匹配電阻器49以通過公知的方式和手段使端子T_pr的輸出阻抗被動地適應于隔離變壓器27的高頻響應。可以進一步利用這種匹配電阻器49以檢測火花隙的狀況。更具體地說，通過附加的放電傳感器DSC SENS(如圖12所示)，可以以零延遲和低成本感測放電的開始。作為一種替選方案，這種放電傳感器DSC SNES可以直接應用到在圖14和圖16中所示的點火電壓源的輸出。其中的優點是不管各種開關元件的狀況如何都能感測，而面臨的缺點是噪聲較高。
圖14所示為變極器電路28-36，它對應于在圖9中所示的變極器電路，但除了電感32被另一匹配電阻器50替代之外。這種匹配電阻器50也主要用于使變極器電路28-36的輸出阻抗被動地適應于火花隙的高頻響應。然而，匹配電阻器50也用于通過在脈沖間歇期間接通的開關元件29、30、34和36在脈沖間歇期間使火花隙放電。
也可以在脈沖間歇期間將反電壓切換到火花隙以使EDM電壓的平均電壓最小。在使用水性電介質時這種方法具有優點。
現在假設對于在圖10中所示的發生器模塊，第一通道CAP1、INV1配置為根據圖13和14的點火電壓發生器通道，其余的通道CAP2-4、INV2-4配置為根據圖8和9的放電電流通道。
在開始加工時首先通過雙極電流源8-17(圖7)將所有的脈沖電容器22充電到足以實現所需電流幅值的充電電壓。正脈沖電容器47和負脈沖電容器48被充電到相同的正和負充電電壓以產生不僅作為所列舉的充電電壓而且尤其作為隔離變壓器27的繞組數比的函數的所需點火電壓。
在脈沖持續時間中，僅僅只要在火花隙中沒有發生放電，點火電壓發生器通道CAP1、INV1的開關元件24、25就交替接通。占空比優選大約50％以便在可能時不給隔離變壓器27加載DC電壓分量。開關頻率優選適于隔離變壓器27以便不超過可允許的電壓-時間積分并保持磁化電流是小的，以使點火電壓不發生明顯的降低。這就是為什么點火電壓發生器通道CAP1、INV1的隔離變壓器27有利地配置成具有高主電感，即具有隔離變壓器27的高繞組數。
在脈沖持續時間中，只要不發生放電，根據第一實施例，變極器電路28-35的所需極性的開關元件、例如30和36就得到激勵。在另一實施例中，任選頻率的AC電壓可以通過在EDM脈沖期間或者從一個這種脈沖到下一脈沖對應地接通開關元件30和36以及29和34來產生。例如，在一個EDM脈沖期間，所述點火電壓的極性在點火之前可以翻轉一次或多次。此外，在所述EDM脈沖之間的脈沖間歇期間，具有與所述點火電壓的所述極性相反的極性的電壓可以施加給所述火花隙。
在放電傳感器DSC SENS感測放電時，點火電壓發生器通道CAP1、INV1關斷，其余的放電電流發生器通道CAP2-4、INV2-4產生所需的放電脈沖。由于電流幅值是脈沖電容器22的充電電壓的直接函數(directfunction)，小脈沖電流也可以通過2A和以下量級的點火電壓發生器通道CAP1、INV1產生。
點火電壓可以通過雙極電流源8-17(圖7)和充電電壓非常精細地設置，并且它甚至可以在脈沖期間被改變。在傳感器+SENS，-SENS上測量的充電電壓與設置值連續比較，并且在必要時，通過雙極電流源8-17校正。具體地，在所述測量的電壓超過最大設置值時中止充電，而在所述測量的充電電壓下降到最小設置值之下時再進行充電。由于點火電壓發生器通道CAP1、INV1僅僅需要提供電壓而不需要電流的事實，因此效率仍然不變地保持為高。
圖15所示為也以好的效率提供較小脈沖電流的點火電壓發生器通道的充電/放電電路的進一步實施例。與圖13所示的充電/放電電路不同，脈沖電容器的數量再次加倍。正和負脈沖電容器47、48保持相對小(在從100pF至100nF的范圍內)并用于設置點火電壓。通過二極管55、56，較大的脈沖電容器53、54(在從1μF到1000μF的范圍內)與其并聯連接。這些用于設置放電電流并可以通過附加的開關元件59、60和二極管57、58進行充電而不管點火電壓。在本實施例中，開關元件24、26與電流測量電阻器51、52一起形成了線性電流源24、51和26、52。這些線性電流源24、51和26、52具有在短過渡時間期間將放電電流維持在所需設置值的主要任務，在這個過渡時間中在放電開始之后脈沖電流使低容量的脈沖電容器47、48放電。
然而，線性電流源24、51和26、52也可用于在例如由此產生傾斜的EDM脈沖或者具有任選頻率的紋波的EDM脈沖或者峰值脈沖中調節放電電流。對于這種情況，給線性電流源24、51和26、52提供對應整形的設置值信號(例如來自FPGA)是足夠的。
此外，線性電流源24、51和26、52可用于例如通過在EDM脈沖的開始時允許較高電流來對點火脈沖的電壓進行整形以實現較陡的電壓上升。在限定的時間之后，電流然后可減小實現到所需開路電壓的漸近式建立(asymptotic settling)。實際上，為了理想的效率，可以選擇小電容器47、48以使在線性電流源24、51和26、52飽和時它們的充電足夠允許火花隙的點火電壓正好建立在設置值。
如圖15所示，在脈沖電容器47和48的充電電壓變得小于大脈沖電容器53、54的充電電壓時，二極管55、56分別變為導通并且電流然后從脈沖電容器53、54提供。脈沖電容器53、54僅被充電到這樣高(例如在30V至50V，優選到30V)以使電流源24、51和26、52僅在正常操作下變為飽和，即在這些電壓源24、51和26、52上發生僅僅非常小的幾伏特的電壓降(相對于充電電壓，優選地小于50％，更優選地小于20％)。此外，在EDM脈沖期間，點火之后的大脈沖電容器53、54的充電電壓被控制以使施加給所述火花隙的電壓減去所述充電電壓的差等于優選在范圍5V至25V中的特定的設置值。對于30V的充電電壓和具有3A脈沖電流的5V的電壓降，功率損耗為15W，而在火花隙上可用的功率是25V乘以3A，換句話說，75W，對應于好于線性電流源24、51和26，52的83％的效率(對于每個占空比)。相對照，調節器型DC源的效率小于10％，特別是對于具有略小的脈沖電流和長間歇的短脈沖。出現這種情況的原因是對輔助饋送電壓和調節器電路的較高的結構上的要求，并且因為換向和功率損耗(單獨處置3A的備用電流的二極管將已經造成了大約5W的損耗)的緣故。
圖16所示為適合于圖15的充電/放電電路的變極器電路。在這種情況下二極管28、31、33、35形成了橋路，該橋路分別對濾波電容器61、62正和負充電。這些濾波電容器61、62被選擇為具有小電容并簡單地具有關閉由于整流由來自隔離變壓器27的AC電壓引起的電流和電壓的短暫間隙的任務。通過在放電電路中選擇足夠高的雜散電容和雜散電感，可以去除濾波電容器61、62。
在輸出上提供了能夠在兩個極性之間非常快速地切換的開關元件30、34，例如允許任選頻率的AC點火脈沖或者與負放電電流交替的正點火電壓的產生。一般地，所述放電電流的極性可以根據所述點火電壓的極性來選擇。
開關元件30、34之后又連接有匹配阻抗32、50以用于點火電壓發生器對火花隙的高頻適配。優選地，設置小DC電阻并與匹配電阻器50并聯連接小電感32以使點火電壓發生器的總效率最大。
圖17和18所示為點火電壓發生器的另一實施例，除了點火電壓之外該發生器也提供略小的放電電流。與如圖15和16所示的基本原理在此相同，除了取代脈沖電容器47、48、53、54，在次級側上僅僅濾波電容器61、62被用于電壓和脈沖電流的產生，因此用作脈沖電容器(在圖13和15中的47和48)。這些濾波電容器61、62的尺度需要比在圖16中的濾波電容器的尺度稍大以便通過在最大化的效率和中等開關頻率之間的折衷在充電電壓的動態控制方面性能更好。
即在這種情況下，濾波電容器61、62通過雙極電流源8-17(圖7)和經由開關元件18、19、隔離變壓器27和二極管電橋28、31、33、35直接充電。在這種設置中開關元件18、19交替地接通以使隔離變壓器27僅被加載AC電壓。二極管電橋28、31、33、35將每個充電脈沖均勻地分配在正濾波電容器61和負濾波電容器62上。通過將開關元件添加給二極管電橋28、31、33、35中的每個二極管可以禁止自動分配，由此使濾波電容器61、62能夠被充電到不同的電壓，這對于特定的應用可能是必要的。
在這種情況下充電電壓傳感器(+SNES，-SNES)被包括在變極器電路中，相同的情況適用于替代開關元件30、34的線性電流源24、51和26、52，從而附加地處理以正確的極性將EDM脈沖施加給火花隙的任務。在這種情況下線性電流源24、51和26、52可以附加地處理其它的任務，比如對點火電壓和放電電流進行整形，而且也啟動對火花隙高頻響應的適應(線性電流源可以以其電阻得到快速調節)。另外，該電路的功能與在圖15和16中所示和描述的電路基本相同。
雖然這個實施例在成本上較低，但因為對于電壓和電流調節各僅使用一個電容的折衷，它的效率低于前述的實施例。此外，在傳感器(+SENS、-SENS、DSC SENS)上的噪聲較高。
圖19a至19c所示為來自三個脈沖電容器22的具有180°的持續時間和等于1的幅值的三個正弦部分脈沖，它們被同步地放電到火花隙中。圖19d中所得到的脈沖同樣具有180°的持續時間但具有3的幅值。
對于所得到的放電脈沖，在電流和時間范圍上的對應電值例如可以達到300A和1.8μs。根據確定時間和幅值的要素，即電容、電感和充電電壓來計算比例。
同步激勵另外的通道將對應地增加幅值，同時時間仍然保持大致相同。更準確地說，如在所有通道所公用的工作空間中的電感分量(例如線電極的電感)所造成的，時間將稍稍增加。以高分辨率通過充電電壓可以針對每個通道設置每個部分脈沖的幅值而不影響脈沖持續時間。
每個部分脈沖的脈沖持續時間優選地通過脈沖電容器22的容量值設置。如所知的，通過脈沖電容器22的電容的四分之一值可以實現脈沖時間減半。維持幅值將需要充電電壓加倍。
對于脈沖持續時間也具有直接影響的是放電電路的綜合電感，在此綜合電感由隔離變壓器27的雜散電感、電感32和工作空間的電感構成。這些分量稍稍不適合于配置成可變的并優選地保持盡可能小。
圖20a，b所示為兩個脈沖，均具有108°的較短持續時間、120°的相移但特征為3的幅值。如圖20c所示的脈沖的總和具有180°的持續時間和3的幅值，但積分表明面積容量(area content)高20％。而且，從0°至30°的脈沖上升比在圖19中所示的波形陡53％。這個波形仿真延遲線的放電，其中無窮小的電容和無窮小的電感的無窮多個線性元件一個接一個地放電，導致了絕對完美的方波脈沖。在此，這個無窮小方法不如在各個脈沖之間的恒定時間移位的原理吸引人。超過三個單個脈沖的任何數量都會總體上在脈沖的面積容量和沿陡度方面產生少量改進，但增加了發生器的操作頻率。
圖21a-d所示為脈沖組成，其中在圖21c中的持續時間1/3和幅值1.2的脈沖疊加到具有幅值1.5的兩個同步脈沖(也可以是具有3的幅值的單個脈沖)中的每個的開始和結尾。在此，面積容量增加26％并且從0°到30°的脈沖上升甚至比在圖19中所示的波形好80％。
這個脈沖組成面向基于傅立葉級數或小波理論的諧波分析的原理，并通過進一步的、較短的具有某個減小的幅值的附加脈沖來繼續，直到接近方波的放電脈沖。當然在這里，在改進變得可忽略并且部分脈沖持續時間變得如此短以致附加的花費不再值得付出時，也存在自然的極限。小波理論適合于斷續的信號形狀并由Amara Graps在www.amara.com/IEEEwave/IEEEwavelet.html下的“An Introduction toWavelets”中詳細地描述。
圖22a-d所示為基于延遲線原理的線切割的另外脈沖組成。從圖22d中可以清楚看出，幅值為3的、120°相移的三個脈沖導致了比在圖19中所示的波形大29％的脈沖面積和陡88％的前沿。
較大脈沖面積的優點在于每脈沖的較高材料去除速率。此外，脈沖沿越陡，在放電開始時的等離子體溫度越高并且在放電結束時的空化效應(cavitation effect)越強。這兩種現象都降低了對工件表面的損害，并且同樣增加了材料去除速率。在EDM中的空化效應被理解是附加的材料去除機制，結果，等離子體通道在放電結束時聚爆(implode)的高聚爆力越有效，脈沖被關斷得越快。
圖23a-d所示為根據延遲線原理用于從每個120°相移的6個部分脈沖產生的放電脈沖的刻模的放電脈沖的合成，放電脈沖上的紋波為僅僅大約10.6％。為了簡明的緣故，以％表示的紋波由如下比率表示Ripple[％]＝100*(Imax-Imin)/Imax (4)其中Imax和Imin分別表示放電電流的最大和最小幅值。有趣的是10.6％的紋波適用于每個脈沖幅值。在因為用于電流調節的過高開關頻率而使公知的刻模發生器負擔高(overtaxed)時，這對于小脈沖電流特別有利。
圖24a-e所示為如何通過減小(或增加)部分脈沖的相移來影響放電脈沖的紋波。90°的相移導致了27.3％的紋波。然后幅值僅僅需要為0.7來實現1的總幅值。
可以優化如在圖23a-d和24a-e所示的刻模脈沖以便獲得最佳的加工結果；前沿太陡(電極磨損)并且后沿太平緩(不佳的空化效應)。
圖25a-e所示為如何進一步優化放電脈沖。通過在脈沖結束時組合延遲線原理與較寬脈沖和諧波分析或小波原理，前述的兩個缺陷都可以被消除。為了更陡的脈沖結尾，可以在這種情況下附加地包括一個或多個諧波。
在SU 308846中描述了增強空化效應的有趣原理。通過在脈沖結尾上的脈沖過沖，材料去除速率顯著增加，同時實現了較淺的坑穴形成(craterring)，其結果是較好的粗糙度，以及較緊密的間隙寬度，其優點是在較短的時間內制造了較好質量的工件。
圖26a-e所示為如何產生這種放電脈沖。也在這種情況下，通過修改部分脈沖的相移和它們的脈沖持續時間，放電脈沖的紋波和上升時間可以自由地設定尺度，與SU308846相比，在對脈沖過沖的幅值和持續時間的設定尺度方面具有自由度較大的優點。
圖27a-e所示為允許空化效應的進一步增強的新穎的脈沖形狀。這種新穎的脈沖形狀在脈沖的結尾實現了接近垂直的后沿，具有在相反的方向上在幅值和持續時間方面可選擇的后續下沖。然而，有利地，下沖的持續時間不被選擇得太長以便不會造成不必要的電極磨損。太短的下沖持續時間導致在火花隙的電壓零跨越時的放電由能量耗盡而熄滅，引起放電之后的翻轉空閑電壓(inverted idle voltage)。在利用水性電介質時，在試圖避免電解作用(工件的腐蝕和氫氧形成)時這種翻轉空閑電壓具有優點。
這個實例利用了也在部分脈沖期間自由選擇極性方面的靈活性。與其它的部分脈沖相比，在脈沖結尾的部分脈沖(參見圖27d)更高、更短并且極性相反。根據它與其它的部分脈沖(圖27a-c)如何相關，這個通道的脈沖電容器22將在放電時幾乎不失去任何能量，實際上它甚至可以獲得能量，因為它控制這些脈沖的部分能量。換句話說，也可以從火花隙再次使能量返回到發生器中。
對于再生情況，方程式(1)需要如下展開U_end＝-U_chrg-2*U_gap*(2*tR/T-1) (5)這里tR(再生時間)表示翻轉部分脈沖(圖27d)對間隙電壓U_gap降壓(buck)的時間持續。換句話說，tR對應于在翻轉部分脈沖(圖27d)的開始和放電脈沖(27a)的零跨越的時間點之間的持續時間，T限定了翻轉部分脈沖(圖27d)的持續時間。
在tR＝0時我們再次得到上文引用的公知的方程式。在總體上tR＝0.5T時沒有能量釋放到火花隙中U_end＝-U_chrg(6)在tR＝T時來自火花隙的最大能量反射回到脈沖電容器22中
U_end＝-U_chrg-2*U_gap (7)在這些三個極值點，方程式(5)是精確的。對于tR的其它中間值，它們的有效性仍然可以通過一般微分方程式證實。但是為了確定電路的尺度，這三個極值完全足夠。
過量的充電電壓通過對應地選擇到雙極電流源(圖7)的電流方向而減小到設置值，并且因此可以在電容器8、9中再生。對于“再生”模式，二極管12和13可以有利地由開關元件(例如MOSFET)替代，作為附加的利用，這些開關元件將導致在電感14和15中存儲能量的效率提高。MOSFET型開關元件的正向損耗可以保持比二極管的正向損耗基本上小。此外，如圖8所示的充電電路18至21可以配置成用于兩個電流方向以便允許在兩個方向上的能量流。
圖28a-e概括示出放電脈沖的波形如何通過以正弦半波的形式的各個部分脈沖的持續時間、幅值和相移來任意調節。圖28a所示為具有144°的持續時間和在0°開始的0.4的幅值的第一部分脈沖。圖28b所示為具有144°的持續時間和延遲96°的0.7的幅值的第二部分脈沖，以及圖28c所示為具有144°的持續時間和192°的延遲和1的幅值的第三脈沖。具有60°的持續時間、0.5的幅值和287°的延遲的在圖28d中的第四部分脈沖具有較短的脈沖持續時間并通過諧波分析的原理來定制(tailor)。結果，圖28e示出了其幅值隨著持續時間線性增加(低的電極磨損)和具有陡的下降脈沖沿(高的材料去除速率)的專門的腐蝕脈沖。
顯然，如上文所描述的用于脈沖整形的各種單個構思可以以任何所需的組合使用。雖然這增加了時序圖的復雜性和發生器模塊的所有開關元件和傳感器的設置值，但是它們可以通過數值控制計算，而操作員不必干預其編程。
總之，在用于產生用于放電加工的放電脈沖的時間序列的發生器和方法的一個實施例中，用于產生放電脈沖的至少一個脈沖電容器以充電電壓充電，然后放電到火花隙中。在它放電之后，脈沖電容器以與在它的放電之后的脈沖電容器中仍然存在的殘余電壓的極性相同的極性的充電電壓進行再充電。然后脈沖電容器通過其極性獨立于在它再充電之后在脈沖電容器上的充電電壓的極性的放電脈沖放電到火花隙中。
在用于產生用于放電加工的通過脈沖間歇將彼此分離的放電脈沖的時間序列的發生器和方法的進一步的實施例中，至少兩個脈沖電容器每個以用于一起形成放電脈沖的部分脈沖的形式放電到火花隙中。具有預定波形的放電脈沖從具有不同預定波形的多個放電脈沖中選擇并控制兩個脈沖電容器的放電以使所選擇的放電脈沖以預定的波形產生。
在用于產生用于放電加工的具有預定點火電壓的EDM脈沖的時間序列的發生器和方法的進一步的實施例中，AC電壓根據通過雙極電流源提供的DC電壓來產生。AC電壓施加到設置在雙極電流源和火花隙之間的隔離變壓器中。脈沖電容器通過雙極電流源充電到對應于點火電壓的充電電壓。由隔離變壓器提供的點火電壓以所選擇的極性切換到火花隙。
所描述的方法和脈沖發生器適合于所有的EDM加工。這些發生器可以通過簡單的軟件配置指令以整個配置變換為刻模發生器或者線切割發生器。選擇EDM脈沖的極性純粹電子地完成，因此可以在放電脈沖的期間改變，或者從一個脈沖到另一個脈沖不相同，由此給用戶打開了新的技術視野。由于它們的減小的功率損耗和較高的輸出頻率，因此發生器模塊可以小型化以允許它們被安裝在機器中電極的直接附近。脈沖特性不再受到線纜系統的損害，此外由于以高電壓進行DC傳輸，功率損耗現在非常小。這種新的原理允許現代自動化生產方法用于模塊的批量生產，導致成本相當大的降低。這種表面安裝技術(SMT)的生產方法基于以非接線表面安裝器件(SMD)對印刷電路的自動化組裝。
因此主要應用領域是用于以比其它公知構思更高的效率來產生用于EMD的所有類型的明確定義的脈沖。總之，上文所描述的EDM系統在更好和更快地滿足用戶要求方面具有較高的靈活性，同時簡化了所有的功能的實施。模塊生產、測試和維護與國際標準相兼容，從而需要較低的材料和生產成本，由此最大限度地將系統部件用于線切割和刻模兩者，盡管有不同的要求。此外，可以將相同的模塊用于高端和低端產品，并且可以將標準化的診斷裝置用于日益復雜的功能的有利驗證。
由于對EDM系統的更高生產率的日益增長的需求不斷添加到脈沖發生器的功率要求中，上文所描述的系統在使脈沖產生中的損耗最小方面可停止這種趨勢，在較好的環境兼容性方面它甚至進一步降低了空閑操作的損耗。此外，模塊可以小型化到這樣的程度，使得它們現在可以設置成最適合于滿足它們的功能，因為發生器具有高效率的特征。線纜損耗和線纜系統成本現在可以被降低到絕對最小值。發生器原理可以在寬的功率范圍上縮放，并且其配置現在可以配置成在沒有顯著的復雜度和花費的情況下，各種變型和修改對于任何應用都是可能的。
應該理解本發明的應用并不限于在上文所描述的實施例中闡述的或附圖中示出的部件的設置和結構的細節。本發明能夠包括其它的實施例或者在具有相同功能的類似機床中實施。此外，應該理解在此所使用的術語是用于描述的目的，不應該認為是限制性的。
在本說明書中所提及的所有出版物和已有的系統在此都以引用的方式并入在本說明書中。
雖然在此已經描述了根據本發明的教導構造的某些設備和產品，但是本專利覆蓋的范圍并不限于此。相反，本專利覆蓋在字面上或者在等同原則下完全落在附加的權利要求的范圍內的本發明的教導的所有實施例。因此，所尋求的保護在所附的權利要求書中闡述。
參考標號清單1 AC主電源輸入2 電源柜3 線纜系統4 機器5 集線器6 標準數據鏈路7 標準DC電壓線纜8 電容器9 電容器10 開關元件11 開關元件12 二極管13 二極管14 電感15 電感16 開關元件17 開關元件18 開關元件19 開關元件20 二極管21 二極管22 脈沖電容器23 二極管24 開關元件25 二極管26 開關元件27 隔離變壓器
28 二極管29 開關元件30 開關元件31 二極管32 電感33 二極管34 開關元件35 二極管36 開關元件37 差分電容器38 運算放大器39 反饋電阻器40 電阻器41 電容器42 電阻器43 電容器44 運算放大器45 再生二極管46 再生二極管47 正脈沖電容器48 負脈沖電容器49 匹配電阻器50 匹配電阻器51 電流感測電阻器52 電流感測電阻器53 大脈沖電容器54 大脈沖電容器55 二極管
56 二極管57 二極管58 二極管59 開關元件60 開關元件61 濾波電容器62 濾波電容器63 瞬態保護二極管64 瞬態保護二極管。
權利要求
1.一種產生用于放電加工的具有預定點火電壓的EDM脈沖的時間序列的方法，其中AC電壓根據通過雙極電流源(8-17)提供的DC電壓產生，所述AC電壓施加給設置在所述雙極電流源(8-17)和火花隙(EL、WS)之間的隔離變壓器(27)，至少一個第一脈沖電容器(47、48、61、62)通過所述雙極電流源(8-17)充電到對應于點火電壓的充電電壓，并且通過所述隔離變壓器(27)提供的所述點火電壓以所選擇的極性切換到所述火花隙(EL、WS)。
2.如權利要求1所述的方法，其中至少兩個第一脈沖電容器(47、48)通過所述雙極電流源(8-17)各借助于第一充電電路(18、19)分別充電到正和負電壓，并且所述兩個第一脈沖電容器(47、48)通過AC電壓發生器電路(24、26)交替切換到所述隔離變壓器(27)。
3.如權利要求1或2所述的方法，其中分別施加到所述隔離變壓器(27)的兩個次級輸出的正和負極性的點火電壓借助于變極器電路(28-36)以所選擇的極性切換到所述火花隙(EL、WS)。
4.如權利要求3所述的方法，其中能量從所述火花隙(EL、WS)通過與所述AC電壓發生器電路(24、26)并聯連接的二極管(23、25)返回到所述第一脈沖電容器(47、48)中。
5.如權利要求4所述的方法，其中所述能量返回通過所述變極器電路(28-36)來啟動和停止。
6.如權利要求3至5中的任一權利要求所述的方法，其中在所述EDM脈沖之間的脈沖間歇期間，所述火花隙(EL、WS)通過電阻器(50)、所述變極器電路(28-36)和所述隔離變壓器(27)來放電。
7.如前述權利要求中的任一權利要求所述的方法，其中在EDM脈沖期間，點火之后流動的放電電流通過經第二二極管(55、56)并聯連接到所述第一脈沖電容器(47、48)的至少一個第二脈沖電容器(53、54)產生，該第二脈沖電容器(53、54)的電容高于所述第一脈沖電容器(47、48)的電容并且該第二脈沖電容器(53、54)通過在所述雙極電流源(8-17)和所述第二脈沖電容器(53、54)之間的第二充電電路(59、60)來充電。
8.如權利要求7所述的方法，其中至少兩個第二脈沖電容器(53、54)通過線性電流源(24、51、26、52)交替切換到所述隔離變壓器(27)，并且放電電流的流動由此得到控制。
9.如權利要求8所述的方法，其中通過用于所述第二脈沖電容器(53、54)的所述第二充電電路(59、60)提供的所述充電電壓選擇為如此高，以致在放電時在所述線性電壓源(24、51、26、52)上的電壓降相對于所述充電電壓小于50％，優選地小于20％。
10.如權利要求7至9中的任一權利要求所述的方法，其中所述第二脈沖電容器(53、54)被充電到在范圍30V至50V內的充電電壓。
11.如權利要求7至10中的任一權利要求所述的方法，其中在所述EDM脈沖的持續時間內，在點火之后所述第二脈沖電容器(53、54)的充電電壓被控制為使施加到所述火花隙(EL、WS)的電壓減去所述充電電壓的差等于特定的設置值。
12.如權利要求11所述的方法，其中該設置值在范圍5V至25V內。
13.如權利要求1所述的方法，其中以通過所述隔離變壓器(27)提供的所述點火電壓對至少兩個第一脈沖電容器(61、62)充電。
14.如權利要求13所述的方法，其中所述兩個第一脈沖電容器通過開關元件(18、21)和二極管電橋(28、31、33、35)對稱地充電。
15.如前述權利要求中的任一權利要求所述的方法，其中測量在所述第一脈沖電容器(47、48)上的所述充電電壓，并且在所述測量的電壓超過最大設置值時中止對所述第一脈沖電容器(47、48)的充電，以及在所述測量的電壓低于所述最小設置值時再進行充電。
16.如前述權利要求中的任一權利要求所述的方法，其中在所述EDM脈沖之間的所述脈沖間歇期間，將具有與所述點火電壓的所述極性相反的極性的電壓切換到所述火花隙(EL、WS)。
17.如前述權利要求中的任一權利要求所述的方法，其中在所述EDM脈沖的持續時間內，在點火之前使所述點火電壓的極性翻轉一次或幾次。
18.如前述權利要求中的任一權利要求所述的方法，其中在所述EDM脈沖的持續時間內，在點火之后，所述點火電壓與所述火花隙(EL、WS)分離，并且在所述EDM脈沖的剩余持續時間內通過至少一個放電電流發生器通道(CAP2-CAP4、INV2-INV4)產生所述放電電流。
19.如前述權利要求中的任一權利要求所述的方法，其中在所述EDM脈沖的持續時間內，在點火之后控制所述點火電壓以使特定的放電電流流入所述火花隙(EL、WS)。
20.如前述權利要求中的任一權利要求所述的方法，其中在所述EDM脈沖的持續時間內，通過線性電流源(24、51、26、52)來控制點火之后所述點火電壓的時間上的變化。
21.如前述權利要求中的任一權利要求所述的方法，其中在所述EDM脈沖的持續時間內，通過線性電流源(24、51、26、52)來控制在點火之后到所述火花隙(EL、WS)中的所述放電電流的時間上的變化。
22.如前述權利要求中的任一權利要求所述的方法，其中所述隔離變壓器(27)的高頻響應通過線性電流源(24、51、26、52)得到主動適應。
23.如前述權利要求中的任一權利要求所述的方法，其中根據所述點火電壓的極性來選擇所述放電電流的極性。
24.如前述權利要求中的任一權利要求所述的方法，其中所述兩個第一和/或第二脈沖電容器(47、48、53、54)以大約50％的占空比對稱地交替切換到所述隔離變壓器(27)，所述隔離變壓器(27)的主電感和所述切換頻率選擇為使磁化電流保持為小。
25.如權利要求24所述的方法，其中所述第一和/或所述第二脈沖電容器(47、48、53、54)通過線性電流源(24、51、26、52)放電到所述火花隙(EL、WS)中，在放電發生之后對所述脈沖電流的極性、持續時間和時間上的變化進行控制，以便能量從所述火花隙(EL、WS)恢復到所述脈沖電容器(47、48、53、54、61、62)中和/或主動適應于所述火花隙(EL、WS)的所述高頻響應。
26.一種用于放電加工的產生具有預定點火電壓的EDM脈沖的時間序列的發生器，包括提供具有兩個極性的DC電壓的雙極電流源(8-17)；根據來自所述雙極電流源(8-17)的所述DC電壓產生AC電壓的AC電壓發生器電路(24、25)；在所述雙極電流源(8-17)和所述火花隙(EL、WS)之間的隔離變壓器(27)，所述AC電壓從所述AC電壓發生器電路(24、26)施加給該隔離變壓器(27)的輸入，并且該隔離變壓器(27)的輸出提供具有兩個極性的所述點火電壓；在所述雙極電流源(8-17)和所述火花隙(EL、WS)之間的至少一個第一脈沖電容器(47、48、61、62)，其通過所述雙極電流源(8-17)充電到對應于所述點火電壓的充電電壓；以及在所述隔離變壓器(27)和所述火花隙(EL、WS)之間的開關裝置(29、30、34、36)，其由控制器(FPGA)控制以將所述點火電壓以所選擇的極性切換到所述火花隙(EL、WS)。
27.如權利要求26所述的發生器，包括至少兩個第一脈沖電容器(47、48)；以及在所述雙極電流源(8-17)和所述兩個第一脈沖電容器(47、48)之間的第一充電電路(18、19)，其由控制器(FPGA)控制以將所述兩個第一脈沖電容器(47、48)分別充電到所述正和負極性，所述AC電壓發生器電路(24、26)設置在所述兩個第一脈沖電容器(47、48)和所述隔離變壓器(27)之間并由控制器(FPGA)控制以將所述兩個第一脈沖電容器(47、48)交替切換到所述隔離變壓器(27)。
28.如權利要求26或27所述的發生器，其中所述開關裝置(29、30、34、36)是變極器電路(28-36)，其連接到所述隔離變壓器(27)的兩個次級輸出，并且由所述控制器(FPGA)控制以將施加給所述兩個次級輸出的正和負極性的所述點火電壓以所述所選擇的極性切換到所述火花隙(EL、WS)。
29.如權利要求28所述的發生器，包括與所述AC電壓發生器電路(24、26)并聯以便將來自火花隙(EL、WS)的能量返回到所述第一脈沖電容器(47、48)中的二極管(23、25)。
30.如權利要求29所述的發生器，其中所述控制器(FPGA)激勵或去激勵所述開關裝置(29、30、34、36)以便能量返回。
31.如權利要求26至30中的任一權利要求所述的發生器，包括設置在所述火花隙(EL、WS)和所述開關裝置(29、30、34、36)之間的電阻器(50)，控制器(FPGA)控制所述開關裝置(29、30、34、36)以便所述火花隙(EL、WS)在脈沖間歇期間通過所述電阻器(50)放電到開關裝置(29、30、34、36)和所述隔離變壓器(27)中。
32.如權利要求26至31中的任一權利要求所述的發生器，包括至少一個第二脈沖電容器(53、54)，用于在點火之后產生在EDM脈沖期間流動的放電電流，具有比所述第二脈沖電容器(53、54)的電容高的電容；將所述第二脈沖電容器(53、54)連接到所述第一脈沖電容器(47、48)的至少一個第二二極管(55、56)；以及至少一個第二充電電路(59、60)，設置在所述雙極電流源(8-17)和所述第二脈沖電容器(53、54)之間，并由控制器(FPGA)控制以對所述第二脈沖電容器(53、54)充電。
33.如權利要求32所述的發生器，包括在所述脈沖電容器(53、54)下游的至少兩個線性電流源(24、51、26、52)，由控制器(FPGA)控制以設置特定的放電電流并將所述放電電流從所述兩個脈沖電容器(53、54)交替切換到所述隔離變壓器(27)。
34.如權利要求26至33中的任一權利要求所述的發生器，其中所述第一和/或所述第二充電電路(18、19、59、60)包括耦合到控制器(FPGA)的充電傳感器(+SENS、-SENS)，其感測所述第一和所述第二脈沖電容器(47、48、53、54)的充電電壓，所述控制器(FPGA)控制所述第一和第二充電電路(18、19)以便在所述感測的電壓超過最大設置值時中止對所述第一和第二脈沖電容器(47、48)的充電，而在所述感測電壓降到最小設置值時再進行充電。
35.如權利要求26至34中的任一權利要求所述的發生器，其中被動適應所述隔離變壓器(27)的高頻響應的匹配阻抗(49)提供在所述AC電壓發生器(24、26)和所述隔離變壓器(27)之間。
36.如權利要求35所述的發生器，其中放電傳感器(DSC SENS)提供在所述匹配阻抗(49)和所述隔離變壓器(27)之間。
37.如權利要求26至36中的任一權利要求所述的發生器，其中被動適應所述隔離變壓器(27)的高頻響應的匹配阻抗(32、50)提供在所述開關裝置(29、30、34、36)和所述火花隙(EL、WS)之間。
38.如權利要求37所述的發生器，其中所述匹配阻抗(32、50)包括與其并聯連接的電阻器(50)和電感(32)。
39.如權利要求37或38所述的發生器，其中感測所述放電電壓的放電傳感器(DSC SENS)提供在所述匹配阻抗(32、50)和所述火花隙(EL、WS)之間。
40.如權利要求36至39中的任一權利要求所述的發生器，其中在點火之后由所述控制器(FPGA)控制所述第二充電電路(59、60)以使通過所述放電傳感器(DSC SENS)感測的所述放電電壓減去通過所述充電傳感器(+SENS、-SENS)感測的所述充電電壓的差等于特定的設置值。
41.如權利要求26至40中的任一權利要求所述的發生器，包括在所述開關裝置(30、34)上游的整流器電路(28、31、33、35)和對所述隔離變壓器(27)所提供的電壓進行濾波的濾波電容器(61、62)，由控制器(FPGA)控制所述開關裝置(30、34)以將特定極性和持續時間的放電電流和/或點火電壓切換到所述火花隙(EL、WS)。
42.如權利要求26至41中的任一權利要求所述的發生器，其中所述隔離變壓器(27)設置在所述雙極電流源(7-18)和所述第一脈沖電容器(61、62)之間。
43.如權利要求42所述的發生器，包括在所述隔離變壓器(27)和所述第一脈沖電容器(61、62)之間的二極管電橋(28、31、33、35)和二極管(20、21)。
44.如權利要求26至43中的任一權利要求所述的發生器，包括在所述開關裝置(30、34)的下游的匹配阻抗(32、50)，用于被動適應于所述火花隙(EL、WS)的高頻響應。
45.如權利要求27至44中的任一權利要求所述的發生器，其中所述控制器(FPGA)控制所述AC電壓發生器電路(24、26)以便以50％的占空比將所述兩個第一脈沖電容器(47、48、53、54)交替切換到所述隔離變壓器(27)，所述隔離變壓器(27)的主電感和切換頻率選擇為使磁化電流保持為小。
46.如權利要求26至45中的任一權利要求所述的發生器，包括在所述第一脈沖電容器(47、48、53、54)和所述火花隙(EL、WS)之間的線性電流源(24、51、26、52)。
47.如權利要求46所述的發生器，其中控制器(FPGA)控制所述線性電流源(24、51、26、52)以對通過所述線性電流源(24、51、26、52)輸出的點火電壓進行整形，對通過所述線性電流源(24、51、26、52)輸出的放電電流進行整形，使所述線性電流源(24、51、26、52)的阻抗主動適應于所述火花隙(EL、WS)的高頻響應和/或主動適應于所述隔離變壓器(27)的高頻響應。
48.如權利要求26至47中的任一權利要求所述的發生器，其中控制器(FPGA)控制所述開關裝置(29、30、34、36)以使在所述EDM脈沖的持續時間內，在點火之前，所述點火電壓的極性翻轉一次或多次。
49.如權利要求27至48中的任一權利要求所述的發生器，包括用于產生EDM脈沖的多個發生器通道，其中至少一個發生器通道配置為點火電壓發生器通道并且至少一個發生器通道配置為放電電流發生器通道，并且中心控制器(FPGA)通過驅動器電路連接每個發生器通道的所有開關裝置和傳感器(+SENS、-SENS、DSC SENS)。
50.如權利要求26至49中的任一權利要求所述的發生器，其中所述第一脈沖電容器(47、48)具有范圍100pF至100nF內的電容。
51.如權利要求30至50中的任一權利要求所述的發生器，其中所述第二脈沖電容器(53、54)具有范圍1μF至1000μF內的電容。
全文摘要
本發明涉及一種用于產生用于放電加工的具有預定點火電壓的EDM脈沖的時間序列的方法和發生器。AC電壓根據通過雙極電流源(8－17)提供的DC電壓產生。該AC電壓施加給設置在雙極電流源(8－17)和火花隙(EL，WS)之間的隔離變壓器(27)。第一脈沖電容器(47、48、61、62)通過雙極電流源(8－17)充電到對應于點火電壓的電壓。通過隔離變壓器(27)提供的點火電壓以所選擇的極性切換到火花隙(EL、WS)。
文檔編號B23H1/02GK1907618SQ200610104219
公開日2007年2月7日 申請日期2006年8月1日 優先權日2005年8月1日
發明者恩斯特·布勒, 弗蘭克·貝松, 里諾·迪阿馬里奧, 尼古拉·詹多梅尼科, 雷托·克納克 申請人:阿奇公司, 夏米爾技術股份公司