用于檢測和分類發弧的基于電流的方法和設備的制作方法

專利名稱：：用于檢測和分類發弧的基于電流的方法和設備的制作方法
技術領域：
：本發明一般涉及用于檢測和分類設備中的發弧的方法和設備，尤其涉及在物理氣相沉積過程中通過4企測電流和電壓以及計時每個超過一個或多個閾值的持續時間來檢測和分類發弧的方法和設備。
背景技術：
：諸如物理氣相沉積(PVD)等濺鍍沉積是用以將薄且高度均勻的各種材料層沉積到許多物體上的處理，例如，沉積一金屬層到基板上，諸如形成集成電路(IC)時所使用的晶圓等。在直流電(DC)濺鍍處理中，欲沉積的材料(目標)和將接受被沉積的材料(晶圓)的基板被置放在專用真空室中。將真空室排空，接著以低壓填滿諸如氬等惰性氣體。將晶圓電連接到高壓電源的陽極(或其附近)，陽極通常在大地電位或接近大地電位。濺鍍室的墻壁亦處于此電位。將典型上由金屬形成的目標置放于真空室并且電連接到高壓電源的陰極。目標亦可由絕緣材料形成。通過電源在目標(陰極)和陽極之間產生電場。當陽才及和陰極之間的電位到達200-400伏特時，在眾所皆知的Paschen(帕申)曲線的超導區域的惰性氣體中建立輝光放電。當在Paschen(帕申)曲線的超導區域中操作輝光放電時，從氣體分裂出價電子且流向陽極(接地)，而最后的正電荷離子化氣體原子(即，等離子體)被加速越過電場的電位且以足夠的能量沖擊陰極(目標)，藉以使目標材料的分子能夠與目標實際分離，或"濺鍍"。被噴出原子實際上暢通無阻地行進過低壓氣體和等離子體，其中某一些降落在基板上且在基板上形成目標材料的涂層。在理想條件下，結果是在室中有一大群均勻的目標分子，留下均勻厚度的最后沉積在室和其內容物(如，晶圓)上。此涂層通常是各向同性的，符合室中的物體形狀。此作用的自然結果是目標材料隨著濺鍍更多材料會變得更薄。和目標材料的真空室被小心地設計成試圖維持統一的電場，及再次根據Paschen曲線，輝光放電原則上可維持在電場力的一范圍上。然而，無法完全維持電場的統一，并且一些因素會影響目標上的輝光放電的統一和耗損，這些因素包括室中產生的熱電流和其他機械異常，諸如目標校準失當等。為了補償這些異常，商業用PVD濺鍍機器通常結合在目標上以固定速度旋轉大磁鐵的機構。此旋轉用于干擾室中的電磁場，將等離子體撞打在目標的區域集中于較小和移動區上。在以固定速率旋轉磁鐵的同時維持室中的固定功率可提高目標的耗損的統一，增加目標壽命，及通常將室中分子目標材料分布維持的更均勻。當磁鐵在目標上旋轉時，局部幾何、熱、及其他變化使室的集總電阻抗產生變化。由于被組配成運送固定功率到輝光放電的電源，維持固定功率所需的室電壓和電流之間的關系根據阻抗變化而改變。若監^L室電壓和電流，則可觀察到清楚的室電壓和電流的周期變化，周期等于磁鐵的旋轉周期。甚至以旋轉磁鐵機構適當地試圖穩定輝光放電，特定條件仍會導致電場的局部集中，使輝光放電能夠通過Paschen曲線的超導區域到發弧區。PVD期間的發弧導致經由等離子體中的電子或離子從陽極到目標的不想要的低阻抗路徑，不想要的路徑通常包括接地，及由于諸多因素所導致的發弧，諸如目標材料的污染(即，內含物)、目標的結構(如，表面)內的內含物、不適當的目標校直(alignment)(如，陰極和陽極的校直不當)、真空漏泄、及/或來自諸如真空油脂等其他來源的污染等因素。目標污染包括&02或A1203。PVD期間的發弧是在半導體晶圓上形成集成電路時產量降低缺陷的其中一原因。盡管一般金屬沉積典型上低于l微米(micron)厚，但是發弧導致晶圓上的金屬局部較厚的沉積。當發弧出現時，室的電磁場的能量集中9在比想要的小的目標的區域(如，目標缺陷的附近)，如此會移開目標的固體片段。所移開的目標材料的固體片段可能比晶圓上預期的均勻涂層厚度大，若大片段落在晶圓上，則可能導致欲在那位置形成的集成電路的故障。隨后的照相平版印刷處理根據想要的電路圖案蝕刻掉所沉積的金屬層的各種區域，留下金屬導體路徑。因為發弧導致具有比周遭金屬大的厚度的局部缺陷(區域)，所以在隨后處理中不可能完全蝕刻缺陷區，導致不想要的電路路徑(即，短路)在芯片上。半導體芯片具有由絕緣體層所分開的多個金屬層，藉由如上述的沉積、圖案化、及蝕刻金屬層形成各個金屬位準(level)。一層中的局部缺陷亦可能扭曲在隨后照相平版印刷步驟中成像到晶圓上的覆蓋圖案，因此導致覆蓋層中的缺陷。制造目前集成電路的晶圓涉及上千個個別處理步驟、通過各個處理步驟增加的晶圓的值和最后的各個個別集成電路晶粒(die)。被用于將晶圓處理成集成電路的PVD濺鍍設備中的發弧可能使得晶圓的部分無法用于其想要的目的，因此增加制造成本。使用沒有發弧產生的內含物的目標材料是最小化集成電路制造缺陷的其中一方法，但是目標材料可能在其制造期間或之后遭到污染。在濺鍍操作之前發現目標污染以防止發弧缺陷無論在時間和費用二者上都所費不貲。而就隨機產量損失而言未以實時方法發現發弧缺陷也是同樣昂貴的，例如由制造商操作沉積室，直到產生發弧的目標內含物凈皮徹底濺鍍為止。而且，當在發弧期間移開目標的固體片段時，目標的表面會被進一步破壞，并且那附近的未來發弧可能性增加。缺乏實時發弧檢測，改善行動是依據可得到的參數數據。測量由于發弧所導致的缺陷層數量相當昂貴，例如通過被設計成發現短路的電測試，或藉由在金屬沉積之后以激光掃描晶圓的表面。這些測試要花時間運作，延遲生產，或由于時間延長而發生不想要的產量損失。因為諸如任何程度的短路等缺陷可能影響集成電路功能，所以想要避免由于賊鍍沉積期間的發弧所導致的破壞。因此，實時發弧檢測能夠較快識別生產損失的來源，并檢測處理工具或目標本身內的最初故障，此二者可使集成電路制造應用更有效。如上述，發弧可能將固體材料投進室內，假設下落在集成電路的晶圓上的固體材料的任何此種片段具有破壞至少一集成電路的高度可能。因此，對集成電路的晶圓的可能破壞的一統計指示是處理步驟期間所發生的發弧10數目。假設因為猛烈的發弧可能比相對"溫和"的發弧延展更多的固體材料到更廣的區域，所以由個別發弧對集成電路晶圓所導致的預期破壞是遞送到發弧的能量的單調增加函數也是合理的。因此，可以估算PVD濺鍍處理步驟期間發生的發弧數目與實時的發弧的嚴重性二者的系統在估算特定PVD賊鍍步驟所導致的可能破壞上是有效的工具。眾所周知，當在輝光放電處理中發弧發生時，室的集總阻抗數值快速遞減。當此發生時，包含電源和互連機構的電力運送系統的驅動點阻抗中的串聯電感的存在會導致室的陽極和陰極間所觀察到的電壓數值快速下降。觀察室電壓并且將它與固定閾值比較是檢測發弧的存在的普遍方法，可藉由將一般示波器裝附到陰極及將示波器探針的地線裝附到室來快速完成此。有了可藉由使用自由運轉的示波器來觀察電壓而可用肉眼看得到的平均室處理電壓的估算，可將示波器的觸發點設定在比預期電壓大的電壓(以此種方式所觀察到的電壓相對于示波器參考值而言是負的)。當示波器觸發時，由于發弧所導致的最后電壓波形可被觀察到，并且亦可同時經由適當電流探針來觀察到電流。已研發出模擬檢測發弧的此方法和計算在處理步驟的進程中所如此獲得的發生數目的系統。此途徑的已知缺點是隨著室電壓因為如上述隨著磁鐵旋轉而周期性變化，與由于熱和其他考量的PVD處理步驟的過程中的變化，必須謹慎地設定固定觸發電平。因此，此種系統可能錯失數值小但仍會導致破壞的發弧。能夠更加遵循真實、瞬間預期到的室電壓的系統能夠使這些發弧更快速被檢測到，提供更準確的破壞估算。在用于生產集成電路的PVD處理中，一般觀察到持續小于1微秒的發弧條件。這些短持續時間的發弧通常被稱作微發弧。以電子控制的模擬或開關電源無法在微發弧期間對室阻抗中的此快速變化做出反應。由于串聯電感的自然結果，在微發弧期間電源運送幾近固定的電流到室。假設在發弧條件期間，由電源所運送的所有能量集中在發弧上，則運送到個別發弧的能量可由電源電壓乘上(被假設固定)發弧的間距期間的電流的乘積的整數(interval)來估算。此外，存在有能夠捕獲發弧條件期間的室電壓和電流波形的數字示波器。存在有能夠使數字式儲存的波形被上載到電腦的諸如Tektronix"Wavestar，，等電腦軟件，其中隨后能夠逐相乘被捕獲的電壓決定發弧所運送的整個能量。盡管對增加PVD應用時的發弧環境的了解有用，但是使用示波器和后處理電腦來計算發弧和發弧能量的此方法對生產應用上只有一點價值。即使現代手持式示波器也是相當龐大的儀器，且集成電路清潔室的不動產也是極為昂貴的。獨立性后處理電腦亦占用昂貴的樓面空間，且可能必須位在清潔室外而以網絡連接到示波器，增加示波器和電腦之間的數據移轉的延遲。而且，沒有將個別發弧持續時間或發弧出現的頻率講清楚(tella-priori)的方法，留下如何準確設定示波器的控制的問題。示波器亦只具有有限的波形儲存能力，因此當在處理期間有許多發弧活動時，示波器在最需要它時傾向會遺失信息。如此組配的系統將使實時控制和決定變得不可能。本發明的各方面解決上述缺點，亦提供對其他應用也有用的發弧檢測方法和配置。除了所討論的問題之外，當計算發弧只當作電壓閾值違犯時，若電源以降低的運送功率來反應發弧，則可能會遺失一些信息或模糊不清。降低功率的結果是電壓和電流二者的下降。本發明是用于解決上述的問題和其他問題，并且用于提供習知此類型系統未提供的優點和觀點。參考附圖加以進行的下面詳細說明闡釋本發明的特征和優點的完整討論。
發明內容根據本發明的一個觀點，本發明旨在用以檢測等離子體產生期間的發弧的設備與方法，其提出上述挑戰和提供控制膜沉積處理的反饋方法。以一些實施和應用示例本發明，將其中一些摘要如下。根據本發明的一示例實施例，等離子體產生設備包括被通訊式耦合到電源電路的發弧檢測配置。電源電路具有被圍在室中的陰極，且被設計成產生功率相關參數。發弧檢測配置被設計成藉由比較功率相關參數與至少一閾值來估計室中的發弧嚴重性。根據本發明的其他觀點，發弧檢測配置被設計成估算發弧強度、發弧持續期間及/或發弧能量。根據本發明的另一示例實施例，使用可編程邏輯控制器(PLC)來實施發12弧檢測配置。根據本發明的另一示例實施例，PLC與發弧檢測配置協同操作來計算自適應發弧閾值以響應PVD室的阻抗的一^:變化，該實時自適應發弧閾值由PLC以幾近實時地通訊到發弧檢測設備。根據本發明的另一示例實施例，響應于PVD室的阻抗的一般變化的自適應發弧閾值是由發弧檢測配置本身利用幾近實時地通訊到PLC的有關發弧活動的統計數據和自適應發弧閾值函數來計算的。實際微發弧(例如，如示波器上所捕獲者)顯示出電壓數值的快速減少(之后回復到正常值)和同時地電流數值的快速增加(之后亦回復到正常值)。因此，觀看尖峰的電流電平，及觀看同步減少的電壓電平大幅增加"真，，發弧檢測的成功率或置信度。本發明提供用以檢測此種發弧事件和用以檢測與分類其他發弧事件的方法和設備的實施例。根據本發明的另一觀點，將電流轉換器的輸出饋入發弧檢測單元的可編程閾值比較器。在此實施例中，由發弧檢測單元就電流駐足在閾值上方多少次和就電流在閾值上方所消逝的時間來測量發弧事件。有關發弧的嚴重性的其他信息是可藉由放置一個以上的閾值(各個都在不同的電平)在標稱工作點上方并且為不同的閾值電平比較發弧事件計數和消逝的時間來獲得的。根據本發明的另一觀點，設備包括依據來自電源接口的電壓和電流通道二者的組合數據來分類發弧事件的邏輯。另外，設備為出現在發弧事件的特定類級中的事件計算掃描能量和發弧能量。根據本發明的示例實施例，提供用以檢測和分類物理汽相沉積處理中的發弧的方法。方法包含監視等離子體產生設備的電源電壓和電流。依據此監視，方法包括當電壓下降在預定第一電壓閾值之下時檢測每個實例，電壓下降在預定第一電壓閾值之下時計時每個實例的持續期間，電流尖峰在預定第一電流閾值之上時檢測每個實例，及電流尖峰在預定第一電流閾值之上時計時每個實例的持續期間。可以時鐘周期來測量電壓下降的持續期間和電流尖峰的持續期間。然后，方法包含分類電壓下降到預定第一電壓閾值之下時的每個實例及電流尖峰在預定第一電流閾值之上時的每個實例當作發弧事件。因此，發弧事件可從所檢測到的電壓下降及/或電流尖峰來確定發生。方法另外包括決定電源電壓是否為穩定模式、上升過渡模式、或下降過渡模式的其中之一。可計數發弧事件或為這些每個種類分開分析。例如，方法可包括維持當電壓是在穩定模式時出現的發弧事件和對應的持續期間的計數，維持當電壓是在上升過渡模式時出現的發弧事件和對應的持續期間的計數，和電壓是在下降過渡模式時出現的發弧事件和對應的持續期間的計數。可依據從監視等離子體產生設備的電源電壓和電流所獲得的數據將發弧事件分類成不同類別。根據一例子，在諸如PLC或其他計算裝置或邏輯配置或電路系統的掃描循環等預定時間周期期間，方法包括將電壓下降和電流尖峰同時發生(coincidental)的發弧事件實例分配到第一類別；此外，方法另外包括將沒有相應的具有低于預定時間的累計持續時間的同時發生的電流尖峰的一或多個電壓下降的發弧事件實例分配到第二類別；將沒有相應的具有大于預定時間的累計持續時間的同時發生的電流尖峰的一或多個電壓下降的發弧事件實例分配到第三類別。有關感測到的電流發弧事件，方法同樣地包括將沒有相應的具有低于預定時間的累計持續時間的同時發生的電壓下降的一或多個電流尖峰的發弧事件實例分配到第四類別；以及將沒有對應的具有大于預定時間的累計持續時間的同時發生的電壓下降的一或多個電流尖峰的發弧事件實例分配到第五類別。就各種類別的每一個而言，方法可包括為所指定的發弧事件計算掃描能量。檢測發弧事件通常導致電源下降(即，進入到下降過渡模式)。為了避免在此下降過渡模式的同時包括或計算瞬變結果當作在穩定模式中，方法另外包括禁止為電壓下降在預定的第一閾值之下的每個檢測之后的過渡保留周期檢測預定的第一閾值之下的電壓下降，及禁止為電流峰值在預定的第一閾值之上的各個檢測之后的過渡保留周期檢測預定的第一閾值之上的電流峰值。若為過渡模式進行進一步分析則仍可保留信息。方法又考慮到對出現在穩定模式中的濺鍍沉積處理期間的電源電壓的緩慢變化(即，相對于發弧事件)。就此點而言，方法另外包括調整掃描循環期間的預定的第一電壓閾值以追蹤電源電壓中的緩慢變化。根據一例子，可建立方法以提供有關發弧嚴重性的額外信息。就此點而言，方法可包括檢測電壓下降到預定的第二電壓閾值之下的每個發弧事件實例，及檢測電流尖峰到達預定的第二電流閾值之上的每個發弧事件實14例。同樣地也可利用其他閾值提供甚至更加精確的信息。根據本發明的另一例子，決定等離子體產生設備中的發弧事件的方法包含監視電源電流、獲得指示被監視電流的電流信號、及決定電流信號是否在指示發弧事件的預定電流閾值之外的步驟。同樣地，方法可另外包含監視電源的電壓、獲得指示被監視電壓的電壓信號、及決定電壓信號是否在指示發弧事件的預定電壓閾值之外。另外，方法可包括計時當電流在預定電流閾值之外和當電壓在預定電壓閣值之外時所出現的每個發弧事件的持續期間。再者，可分類每個發弧事件，及可計算掃描能量和發弧能量。根據本發明的另一例子，用以檢測等離子體產生設備中的發弧的方法包含提供電源到等離子體產生設備以在目標和晶圓之間建立離子化氣體、提供用以檢測電源電壓和電源電流的接口、在設定的頻率中比較電壓與電壓閾值、及在設定的頻率中比較電流與電流閾值。此外，方法包含從比較電壓與電壓閾值和從比較電流與電流閾值中決定是否發生發弧事件。方法另外包括將比較電壓與電壓闊值和電流與電流閾值延遲達發弧事件的每個檢測之后的過渡延遲周期之久。另夕卜，方法可包括觀看其他參數(除了電壓或電流閾值交叉點之外)以提供任何發弧的進一步信息。此可包括有關發弧事件嚴重性的進一步信息。根據一例子，方法可另外包括產生功率相關參數、比較功率相關參數與至少一閾值以決定等離子體產生設備中的發弧嚴重性、及測量響應于比較功率相關參數與至少一閾值的發弧持續期間的步驟。根據本發明的另一觀點，設置一用以檢測等離子體產生室中的發弧事件的設備。設備包含電源接口模塊，被組配成檢測施加到等離子體產生室的電源電壓和電流；及發弧檢測單元，被通訊式耦合到電源接口模塊，發弧檢測單元包括閾值比較器電路，此閾值比較器電路被配置成比較電壓與第一電壓閾值以決定發弧事件是否發生和比較電流與第一電流閾值以決定發弧事件是否發生。發弧檢測單元包括具有模擬到數字轉換器的數字信號處理器(DSP)較佳。此外，設備的發弧檢測單元包括或被耦合至邏輯電路系統，此邏輯電路系統被配置成依據閾值比較器電路的輸出來決定發弧事件。邏輯電路系統可以是可編程邏輯控制器(PLC)或其他類似的計算裝置。而且，在一些實例中，DSP可包括執行本文所揭示的一些或全部的功能的邏輯。閾值比較器電路可被程序化以讓使用者能夠設定最初電壓閾值和最初電流閾值較佳。此外，電壓和電流可使用分開的組件。閾值比較器電路是模擬電路較佳。閾值電平產生于DSP，及以DSP中的模擬到數字轉換器將發弧信號轉換成數字。DSP包含參數是由PLC或其他邏輯電路系統或配置所控制的軟件的固體。設備的邏輯電路系統被用于一些功能。例如，邏輯電路系統被配置成決定電壓是否為穩定模式、上升過渡模式、及下降過渡模式的其中之一。此外，邏輯電路系統被配置成維持當電壓是在穩定模式中時所發生的發弧事件的計數、維持當電壓是在上升過渡模式中時所發生的發弧事件的計數、及維持當電壓是在下降過渡模式中時所發生的發弧事件的計數。邏輯電路系統亦被配置成依據下降到第一電壓閾值之下的電壓來決定發弧事件的持續期間，依據尖峰上達第一電流閾值之上的電流來決定發弧事件的持續期間。持續期間典型上以可被轉換成時間單位的依據頻率的時鐘周期來測量。邏輯電路系統另外被配置成依據閾值比較器電路的輸出和每個發弧事件的持續期間來分類發弧事件。分類是針對預定時間循環，諸如PLC掃描循環等。邏輯電路系統可被組配成例如將電壓下降和電流尖峰同時發生的發弧事件實例分配到第一類別；將沒有相應的具有低于第一預定時間周期的累計持續時間的同時發生的電流尖峰的一或多個電壓下降的發弧事件實例分配到第二類別；將沒有相應的具有大于第一預定時間周期的持續時間的同時發生的電流尖峰的一或多個電壓下降的發弧事件實例分配到第三類別；將沒有相應的具有低于第二預定時間周期的累計持續時間的同時發生的電壓下降的一或多個電流尖峰的發弧事件實例分配到第四類別；將沒有對應的具有大于第二預定時間周期的累計持續時間的同時發生的電壓下降的一或多個電流尖峰的發弧事件實例分配到第五類別。邏輯電路系統亦可計算發弧的各種參數。此可包括掃描能量和發弧能量。根據本發明的另一觀點，用以檢測等離子體產生設備中的發弧的設備包含被通訊式耦合至電源的電流的發弧檢測單元。發弧;險測單元包括閾值比較器電路，其被組配成比較電流與第一電流閾值；及邏輯電路系統，被配置成依據閾值比較器電路中的電流與電流閾值的比較來檢測發弧事件。發弧檢測單元亦可被通訊式耦合至電源的電壓。在此實例中，閾值比較器電路被另外組配成比較電壓與第一電壓閾值，而邏輯電路系統被另外發弧檢測單元另外包含計時電路，其被配置成依據電流與電流閾值的比較來計算被檢測的發弧事件的持續期間。計時電路亦被配置成依據電壓與電壓閾值的比較來計算被檢測的發弧事件的持續期間。閾值比較器電路可被組配成比較電流與不同于第一電流閾值的第二電流閾值(或多個其他的閾值電平)。閾值比較器電路同樣可被組配成比較電壓與一或多個其他的閾值。可為各個閾值計算電流或電壓在特定閾值之外的持續期間。根據本發明的另一觀點，用以檢測等離子體產生設備中的發弧事件的設備包含電源接口模塊，其被通訊式耦合至等離子體產生設備用的電源的電壓和電流；發弧檢測單元，具有用以接收指示電壓的信號的第一通道，及用以接收指示電流的信號的第二通道；及閾值比較器電路，位在發弧檢測單元中，被配置成比較電壓信號與電壓閾值和比較電流信號與電流閾值。設備可另外包含邏輯電路系統，用以依據閾值比較器電路的輸出來決定發弧事件是否發生。邏輯電路系統亦可被配置成計算供應到等離子體產生設備的功率的相關參數。邏輯電路系統亦可比較功率相關參數與至少一閾值以決定等離子體產生設備中的發弧嚴重性。本發明增加實時決定何時發生發弧以采取改善行動的能力。此可提高晶圓產量和降低缺陷。在某些實例中，主要觀看電壓和電流的設備將計算發弧和最后的電壓下降(即，發源自響應到發弧的降低電源)二者，如此將產生不準確的計數。本發明另外提供更準確計算和分類發弧的方法和設備。也就是說，藉由計算發弧當作電流閾值違犯，甚至在電力降低事件存在時，將以發弧計數和時間統計更準確呈現發弧。從連同下面附圖的下面說明將可更加明白本發明的的其他特征和優點。現在將參考附圖及經由例子說明本發明以了解之圖1為根據本發明的發弧檢測配置的一示例實施例的方塊17圖2為根據本發明的發弧檢測配置的電源接口模塊(PSIM)部位的一示例實施的方塊圖3為根據本發明的發弧檢測配置的PSIM電壓感測電路部位的一示例實施的電路圖4為根據本發明的發弧檢測配置的PSIM電流感測電路部位的一示例實施的電路圖5為根據本發明的發弧檢測配置的PSIM電源電路部位的一示例實施的電路圖6為根據本發明的發弧檢測配置的發弧檢測器單元(ADU)部位的一示例實施的方塊圖7為根據本發明的發弧檢測配置的ADU電壓濾波器部位的一示例實施的電路圖8為根據本發明的發弧檢測配置的ADU可編程閾值比較器部位的一示例實施的電路圖9為根據本發明的發弧檢測配置的ADU發弧檢測邏輯單元(ADLU)部位的一示例實施的方塊圖IO為根據本發明的發弧檢測配置的ADLU計數器單元部位的一示例實施的方塊圖11為根據本發明的時鐘邏輯單元(CLU)時鐘產生的一示例實施的時序圖12為根據本發明的發弧檢測配置的ADLU數字信號處理接口邏輯配置部位的一示例實施的邏輯圖13為PVD室組配的橫剖面圖14為具有發弧事件的典型PVD電壓信號對時間的標繪圖(plot);圖15為本發明的發弧檢測單元中的PVD電壓信號的標繪圖16為當進及出發弧情況的發弧檢測單元的邏輯電平狀態轉換圖17為發弧通道信號傳播的方塊圖18為PLC程序主控制的方塊圖19為穩定帶監視器變量對時間的標繪圖20為功率和點火邏輯的方塊圖21為點火時間的標繪18圖22為發弧類別的方塊圖23為發弧類別的表格；圖24為晶圓處理發弧可變時序圖25為晶圓處理閾值時序圖26為邏輯的執行的發弧檢測次序的方塊圖27為根據本發明的發弧檢測配置的發弧檢測器單元部位的另一示例實施的方塊盡管經由附圖中的例子圖示本發明的特定細節并且詳細說明之，但是本發明仍可經得起各種修正和其他形式的檢驗。然而，應注意的是，本發明并不局限于所說明的特定實施例。相反地，意在涵蓋落在附錄于后的權利要求書所定義的本發明的精神和范疇內的所有修正、同等物及選擇。具體實施例方式雖然本發明可有許多不同形式的實施例，但是附圖中圖示有并且此處將詳細說明本發明的較佳實施例，應了解本揭示應被視作本發明的原則的示例而非將本發明的廣義局限于所圖解說明的實施例。本發明相信可被應用到不同等離子體產生設備類型，并且發現特別適用于膜沉積應用，后者從響應于等離子體環境的產生期間所檢測到的發弧的技術得到益處。本文所說明的示例實施例包含PVD濺鍍技術；但是，本發明可連同各種系統一起實施，包括那些使用諸如等離子體蝕刻或等離子體增強化學氣相沉積系統(PECVD)等等離子體產生技術者。盡管從來無法完全避免發弧事件，但是獲得有關濺鍍處理期間所發生的發弧嚴重性的某些詳細數據提供有用的信息以決定補償處理。例如，經由小數值的單一發弧的實時檢測，可懷疑在受到影響的集成電路晶粒上由于發弧而產生最小缺陷的存在。相反地，從大量發弧的實時檢測，或高嚴重性的發弧，可懷疑許多缺陷的存在，或許甚至達成整個處理步驟有缺陷例如，由于檢測到發弧嚴重性或明顯數量的發弧而將處理步驟視作有缺陷，可在進一步破壞發生之前終止PVD處理步驟。在PVD處理步驟的結束時，在開始進一步處理步驟之前，可根據補救或丟棄晶圓的決定來決定終止或正常完成。若經由明顯發弧的實時檢測發現最初處理步驟有缺陷，則制造晶圓的本階段的處理成本是低的，丟棄晶圓是具有成本效益的。若在后面處理步驟期間發生發弧，則化學蝕刻或物理拋光晶圓以去除缺陷的沉積層和重新處理晶圓是具有成本效益的。此外，根據觀察沒有或最小先前發弧活動的個別PVD系統的晶圓對晶圓來檢測發弧活動可以是起初設備錯誤條件的發展的指示，可在有規劃的設備不活動期間藉由規劃適當的設備維修來校正。重點是及時識別由于發弧所增加的缺陷可能性。就特別PVD系統而言，驅動處理的電源試圖調整輸送到室的功率。包括陽極、陰極、及陽極和陰極之間的室環境的室元件的阻抗與等離子體產生電源電路的阻抗串聯。在等離子體中維持固定功率的電壓和電流間的關系是視室元件的阻抗而定，包括經過由于濺鍍處理的變化的特定目標材料本身的傳導性。當發弧在濺鍍室中發展時，室的阻抗數值快速下降，因此改變等離子體產生電源電路的阻抗。電源和分布電路包含明顯的串聯電感，限制電流在電路中可變化的比率。因此，由于此感應組件，室阻抗的快速下降導致室電壓的阻抗快速減少。在可能產生對室、電源、或目標的嚴重破壞之前，室電壓數值的此崩塌通常足以使發弧條件消失并且重新建立輝光放電。典型上，發弧事件比能夠響應調節電源的電子更快發生(或消失)，因此，即使由電子開始改善行動，仍可能對晶圓有一些破壞。如上述，由于各個發弧事件，會增加被涂布的項目將遭受諸如晶圓上的不均勻涂布等一些缺陷形式的可能性。因為室電壓在發弧事件發生時快速下降，所以可使用預定或根據一示例實例，描述發弧事件的存在的電壓閾值可能是依據改變室電壓的標稱上所施加的(即，非發弧)時間。施加至生產輝光;^文電的非發弧室電壓是依據許多因素，包括目標的條件和組成(影響電路阻抗)。所有其他電路阻抗維持固定，使用相對較低傳導的目標材料來產生輝光放電需要較高的室電壓，而相反地，使用相對較高傳導的目標材料來產生輝光放電需要較低的室電壓。例如，在一濺鍍室實例中，均勻沉積鋁所需的室電壓幾乎是沉積銅所需的室電壓兩倍。均勻沉積鋁所需的室電壓亦可能從室到室而變化，是依據包括電源和其他室元件的電路阻抗的平衡而定。而且，當目標老化及濺鍍更多材料時，維持均勻沉積率所需的功率必須被修改(即，增加)。當所需的施加電壓變化時，4妻著亦應改變決定發弧條件的相關閾值電壓。根據本發明的一般示例實施例，等離子體產生設備包括被通訊式耦合至電源電路的發弧^r測配置。電源電路具有被圍在室中的陰極，及電源電路被設計成產生功率相關參數(即，電壓信號)。發弧檢測配置被設計成藉由比較功率相關參數與至少一閾值來評估室中的發弧嚴重性。決定發弧嚴重性的參數是處理上相依的，包括發弧量、發弧率、發弧強度、發弧持續期間、^J或發弧度能量，但并不局限于此。根據一實例，每當室電壓數值下降至預設發弧電壓閾值以下時，用于濺鍍處理的發弧檢測配置監視賊鍍室電壓和檢測發弧條件。根據一觀點，功率相關參數(如，電壓)閾值在功率相關參數值范圍上是多變的。任何閾值可被編程化，及可由邏輯配置來控制，例如，由遠端邏輯配置電子式控制。在一示例實施例中，計算有關發弧發生的電壓閾值以響應標稱室電壓數值的估算，標稱室電壓數值是非發弧條件期間產生輝光放電(即，產生等離子體)所需的室電壓。在一示例實施例中，任何閾值可以是遲滯的，或可被編程化成是具有不同于"超過"值的"重設"值的遲滯。根據本發明的一觀點，發弧檢測配置被另外設計成響應至少一閾值來計數發弧條件(事件)。可自此決定所檢測到的發弧條件發生率。根據另一觀點，發弧檢測配置被另外設計成比較功率相關參數與至少一閾值來測量發弧持續期間。例如，在一實施中，發弧檢測配置包括時鐘和數字計數配置。時鐘提供具有固定周期的時鐘信號，及數字計數配置被設計成以比較功率相關參數與至少一閾值來計算時鐘信號周期。根據本發明的另一觀點，藉由比較功率相關參數與至少一閾值來估算發弧條件的持續期間。根據一示例實施，發弧條件的持續期間在固定周期期間是累計的。根據另一示例實施，發弧條件的持續期間被累計直到到達持續期間閾值為止，或直到累計持續期間被重設為止。根據另一觀點，發弧檢測配置被另外設計成以比較功率相關參數與至少一閾值來測量發弧強度。在一示例實施中，發弧檢測配置被設計成比較功率相關參數與以不同值排列的多個閾值，藉以確定發弧事件期間功率相關參數的變化(從標稱開始)的范圍或程度。在一示例實施例中，對應于最大所觀察到的電壓數值下降的閾值提供下邊界給能量估計，而下一較大的電壓下降閾值(系統被觀察到不超過的)提供上邊界給能量估計。21根據本發明的另一示例實施例，發弧檢測配置被設計成以比較功率相關參數與至少一閾值來測量發弧持續期間和強度。在一實施中，發弧檢測配置被另外設計成以比較功率相關參數與至少一閾值來測量發弧能量，發弧能量與發弧持續期間和發弧強度的乘積成比例，及發弧嚴重性的估算是發弧能量的函數(即，發弧強度和發弧持續期間的乘積)。根據一特定實施，多個閾值被用于決定多個持續期間，以估計由于發弧而使電壓下降期間的(即，近似或積分)電壓相關參數(即，室電壓)對時間的標繪所界定的區域。各個發弧事件的與所界定的區域成比例的發弧能量被用于估算發弧嚴重性。根據另一實施，發弧檢測配置被另外設計成通過多個發弧事件來累計發弧能量，例如，藉由對發弧強度和發弧持續期間的乘積求和以估算發弧嚴重性。根據另一示例實施，發弧檢測配置包括功率相關參數頻帶限制濾波器當作防止數字化功率相關參數之前的混疊的手段。一般了解的數字信號處理技術被應用到此數字化功率相關參數以降低或突出功率相關參數的某些頻率響應特性。然后，可將此數字式信號處理參數與至少一閾值的同樣數字化版本直接比較。根據另一示例實施，上述的數字式信號處理參數被用于，以PVD處理的過程中的一或多個功率相關參數的某些觀察到的特性來計算改變閾值的至少一時間。根據本發明的另一示例實施例，在估算上述發弧嚴重性時，比較多個功率相關參數與多個閾值。例如，除了室電壓之外，電源電流被監視并且被用于檢測發弧事件，每當電流數值超過預設電流閾值時決定發弧事件。根據本發明的另一示例實施例，邏輯配置被通訊式耦合至發弧檢測配置，并且被設計成處理發弧檢測配置所收集的發弧數據。在一實施中，邏輯配置被設計成與發弧檢測配置接合，邏輯配置具有數據網絡和其他外部裝置，諸如處理控制器、監視器、及邏輯配置等。在一特別應用中，邏輯配置是可編程邏輯控制器(PLC)。根據本發明的另一示例實施例，藉由定時由比較功率相關參數與至少一發弧強度閾值所衍生的發弧持續期間、及將此發弧持續期間增加到累計的發弧持續期間來估算等離子體產生室中的發弧嚴重性。該方法的另一示例實施包括測量非發弧等離子體產生期間的功率相關參數和以測量功率相關參數來自動調整發弧強度閾值；計數發弧發生；及/或按照發弧強度、發弧持續期間的函數、及/或其乘積估算發弧嚴重性。根據本發明的另一示例實施例，藉由決定由比較功率相關參數與至少一發弧強度閾值所衍生的發弧強度、以比較功率相關參數與至少一發弧強度閾值來計時發弧持續期間、按照發弧強度和發弧持續期間的函數計算發弧能量、然后將發弧能量增加到累計的發弧能量來估算等離子體產生室中的發弧嚴重性。該方法的另一示例實施包括測量非發弧等離子體產生期間的功率相關參數及以測量功率相關參數來自動調整至少一發弧強度閾值；以比較功率相關參數與至少一發弧強度閾值來計數發弧發生；及/或利用遲滯發弧強度閾值；及/或通過共享數據路徑以命令傳送表示發弧的信息到邏輯配置，信息是選自包括發弧發生的量、累計的發弧持續期間的組中之一。在一特定實施中，功率相關參數是等離子體產生室電壓的函數；在另一實施中，功率相關參數被形成為等離子體產生室的操作特性的數字表示。在描述下面本發明的特定示例實施時，將參考附圖的圖1-27,其中相似數字表示本發明的類似特征。圖1圖解本發明的發弧檢測配置100的示例實施例。發弧檢測配置100被例如用在集成電路制造的壓力氣相沉積(PVD)處理步驟中或想要均勻材料沉積的其他處理中。PVD'減鍍系統包括低壓的含有諸如氬等氣體15的沉積(真空)室10。由金屬所形成的目標20被置放在真空室10中，并且通過獨立電源接口模塊(PSIM)40被當作陰極電耦合至電源30。根據一示例實施，使用同軸互連電纜35來耦合電源30和室10。基板(晶圓,)25經由通地連接被當作陽極耦合至電源30。典型上，真空室亦被耦合至大地電位。根據另一示例實施，陽極被直接耦合至電源30。包括操縱等離子體的旋轉-茲鐵27以維持均勻的目標磨損。PSIM40包括緩沖電壓衰減器44,其被設計成感測室電壓，和通過電壓信號路徑42提供模擬信號到發弧檢測單元(ADU)50以響應于室電壓。PSIM亦包4舌基于霍爾效應的電流感測器46,其^皮^1計成感測流到室的電流，并且通過電流信號路徑48提供模擬信號到ADU以響應室電流。在另一示例實施中，目標是由絕緣材料所形成。通過局部數據接口70將ADU50通訊式耦合至邏輯配置60,例如，可編程邏輯控制器(PLC)或通訊頂帽(tophat)。可將邏輯配置60耦合至數據網絡80，例如，諸如乙太網絡上的EGModbus-PIusTCP-IP等高級處理控制網絡。藉由電源使真空室中的氣體產生離子化而在目標(陰極)和陽極之間產生電場。離子化的氣體原子(即，等離子體)被加速橫跨電場的電位并且以高速沖擊目標，使目標材料的分子能夠與目標實際上分離，或"濺鍍"。被噴出的分子實際上暢通無阻地行進過低壓氣體和等離子體，其中某一些降落在基板上且在基板上形成目標材料的涂層。用以濺鍍鋁的典型目標電壓是大約直流450伏特(VDC)的穩態數值。圖2圖解PSIM40的一示例實施例。PSIM40衍生表示室電壓和電流的信號。同軸電纜35電耦合電源到室。電纜35具有標稱在大地(地面)電位的外部導體210,及相對外部導體負向偏壓的中央導體215。使用霍爾效應轉換器220或其他電流轉換裝置測量電纜35中的電流。轉換器220被配置成選擇性測量流動在中央導體215中(表示流動到室的總電流)的電流。電纜35的中央導體215通過霍爾效應轉換器220的孔隙225。為了露出中央導體215，外部導體210被中斷在轉換器220附近，及通過耦合至外部導體210的電流分流器230將外部導體電流引導向孔隙225四周。霍爾效應轉換器220的配置簡化PSIM的封裝，同時在電纜35與轉換器220的輸出信號之間提供高度的電流隔離。本發明并不局限于使用霍爾效應轉換器。亦可考慮衍生響應于從室10流動到電源30的電流的信號的其他機構，包括含具有適當電壓隔離的電流分流器的配置，及依據特定壓阻電流轉換器的機構，但并不局限于此。轉換器220具有帶有電流信號I-的第一輸出端子222和帶有信號I+的第二輸出端子224。第一和第二轉換器輸出端子被電耦合至Isense電路配置240，第一轉換器輸出端子222被耦合至Isense電路第一輸入端子242,而第二轉換器輸出端子224被耦合至Isense電路第二輸入端子244。Isense電路配置240亦具有帶有信號IPSIM-的第一輸出端子246和帶有信號IPSIM+的第二輸出端子248。Isense電路接收電流信號I+及I-,及在信號IPSIM+和IPSIM-之間產生差動電壓以響應從室流到電源的電流。Vsense電路250測量中央導體215與外部導體210之間的電位差，及產生響應于電位差的差分。Vsense電路包括耦合至內部導體215且帶有電壓信號V-的第一輸入端子252。Vsense電路又包括耦合至外部導體210且帶有電壓信號V+的第二輸入端子254。Vsense電路具有帶有輸出電壓信號VPISM-的第一輸出端子256和帶有輸出電壓信號VPSIM+的第二輸出端子24258。在一示例實施中，以標準商業用UHF型連接器終止連接電源30至真空室10的同軸電纜35。根據本發明的一觀點，PSIM40的機械包裝被配置和組配成電纜35可以在一端解除終止，插入經過PSIM40的孔隙225,并且重新終止以完成電源30和室IO之間的電路。在另一實施中，PSIM40包括UHF型連接器，使得PSIM40可被插入在電源30和室10之間的電纜35的電路中。圖3圖解提供差動輸出電壓信號以響應PVD系統的陰極和陽極之間的瞬間電壓差異的Vsense電路250的一示例實施。圖3所示的示例Vsense電路在存在于其輸入端子的電壓信號和其輸出端子所提供的電壓信號之間提供非常高的阻抗。從外部導體210衍生正輸入電壓信號254(V+)，及從電源電纜35的內部導體215衍生負電壓信號252(V-)。根據所圖解的示例實施，有關基準面，GNDANALOG，電阻器網絡R3及R4提供500:1的衰減因子給每個相應的輸入電壓信號。每個電阻器網絡R3及R4在網絡感測端子(接腳1)和基準面(4妄腳3)之間具有大約20百萬歐姆的標稱電阻。可使用例如諸如OhmcraftP/NCN-470等厚膜高壓分壓器網絡來實現電阻網絡R3及R4。252(+)和254(-)之間的1000伏特施加電壓使25微安培的電流能夠流入R4的接腳1和從R3的接腳1流出。這些電壓衰減器(即電阻網絡)中每個的接腳3被耦合至基準面，GNDANALOG。因為每個電壓衰減器提供500:1衰減，所以以500:1衰減每個電阻網絡的接腳2之間所測量的差動電壓(即，R4的接腳2中的衰減信號VPSA+和R3的接腳2中的衰減信號VPSA-之間)，及此測量是獨立于V+和GNDANALOG或V-和GNDANALOG之間的電壓差異之外的。在一示例實施中，PVD濺鍍室10具有所施加的射頻(RF)能量以使等離子體穩定。Vsense電路250的電容器C2、C3及C5明顯使此高頻率"噪聲"衰減(即，濾波)。根據一示例實施，C2及C3的組合在大約22kHz中具有有效極點。如上述，VPSA-和VPSA+之間的差動電壓是出現在V-與V+之間的信號的頻帶受限表示，具有標稱DC衰減因子500:1。VPSA-和VPSA+之間的等效DCThevenin源阻抗是高的(在80kOhms的數量級)，因此并不適合在大距離間傳輸或進入低阻抗負載。因此，例如LT1920儀器運算放大器等25差動儀器運算放大器U2被結合在Vsense電路中以充作低阻抗電壓跟隨器。運算放大器U2提供高阻抗輸入(接腳2及3),其將不明顯地載入衰減器R3及R4的輸出。電阻網絡R3的接腳2被耦合至U2的反向輸入(接腳2),及電阻網絡R4的接腳2被耦合至U2的非反向輸入(接腳3)。在一示例實施例中，電阻器RG2設定U2的電壓增益并且被選擇產生1V/V的增益。U2的結果輸出(接腳6)是相對于GNDANALOG的單端低阻抗電壓源，其緊密跟隨VPSA-和VPSA+之間所變化(develope)的電壓。U2的輸出(接腳6)被耦合至BNC型連接器J2的中央端子，并且帶有信號VPSIM+258。BNC型連接器J2的外部連接器帶有信號VPSIM-256，并且被耦合至基準面GNDANALOG。信號VPSIM+與VPSIM-之間的所得差動電壓是有關差動輸入信號V+和V-所限制的頻帶，且具有2mV/V的標稱DC響應。在一實施例中，當耦合至位于信號244(1+)及242(1-)之間的適當負載阻抗時，霍爾效應型DC電流轉換器220產生響應于流動在內部電源導體215中的電流的電流。在一特定實施例中，使用由LEM制造的型號LA25-P霍爾效應型DC電流轉換器，由DC電流轉換器220所得到的電流信號約與通過孔隙220的總電流成1000:1的比例。因此，在DC電流轉換器設計的限制內，通過孔隙220的1安培信號產生流過位于244(1+)及242(1-)之間的阻抗的1mA的恒定電流。圖4圖解電流感測配置的一示例實施。Isense電路240產生響應于由示例LA25-P霍爾效應型DC電流轉換器所得到的電流的電壓。在此例中，信號I-被耦合至PSIM40的基準面GNDANALOG。包含與包含電阻器R7和電容器C10的低通濾波器并聯的100Ohm電阻器R6的阻抗凈皮耦合在I+與I-之間。忽略低通濾波器的相對高阻抗，電流I+流經電阻器R6并且經由I-回到電流轉換器220。包含電流轉換器220和電阻器R6的電路的凈結果是橫跨與流經孔隙222的電流成比例的R6的電壓，及具有比例常數100mV/Ampere。包含電阻器R7及C10的低通濾波器具有23kHz的標稱3dB截止頻率，其用以去除來自電流信號的任何雜散噪聲，包括上述所包括的一些RF組件以使輝光放電穩定。低通濾波器輸出(圖4中的VIL)是由電流轉換器220所產生的橫跨R6的電壓的頻帶受限表示。諸如LT1920等儀器型放大器U3充作響應于藉由耦合V仏到U3的非反向輸入(接腳3)的信號VIL的低阻抗電壓跟隨器，U3具有經由電阻器R5耦合至GNDANALOG的U3(接腳2)的反向輸入。在本例中，電阻器RG1用以設定將儀器型放大器U3的增益設定成1V/V。U3的輸出端子(接腳6)帶有信號IPSIM+且被耦合至BNC型連接器J3的中央導體。BNC型連接器J3的外部導體被耦合至GNDANALOG以及指定信號IPSIM-。在IPSIM+和IPSIM-之間得到的電壓因此是響應于在孔隙220中流動的電流的信號，限制到約23kHz的截止頻率的頻帶及具有大約100mV/Ampere的比例常數。圖5圖解PSIM電源電路500(未圖示在圖2)的一示例實施并且需要偏壓儀器運算放大器U2及U3。例如Astrodyne型號FDC10-24D15的雙電源模塊Ul產生用以偏置PSIM放大器U2、U3和電流感測器CS1的標稱+15VDC及-15VDC。模塊Ul經由連接器Jl、接腳1及3從外部標稱24VDC電源衍生其偏置電源，接腳1比接腳3被偏壓至更正向。連接器Jl的接腳3被耦合至電源模塊Ul的-Vin端子。經由肖特基勢壘二極管D2將連接器Jl的接腳3耦合至電源模塊Ul的+Vin端子以保護模塊Ul免于由于電源到連接器Jl的極性偶然被顛倒的破壞。電源才莫塊U1具有三個輸出端子+Vo、-Vo及Com。在端子+Vo提供+15VDC信號及在端子-Vo提供-15VDC信號。端子Com被耦合至基準面GNDANALOG。在一應用中視需要將連接器Jl的接腳2亦耦合至GNDANALOG當作公共電位。電阻器Rl及R2及發光二極管D1被串聯耦合在+15VDC偏壓和-15VDC偏壓之間以提供工作著PSIM電源電路500的指示。將發弧定義作與閾值電壓交叉的室電壓數值中的崩塌。當發生發弧時，從穩態(即，非發弧)條件起，室(目標)電壓數值快速減少(即，較接近大地電位)，及由于串聯電感，室電流增加得更慢。被編程化的閾值電壓是預定的室電壓，在此預定室電壓中或之下決定發弧狀態，此預定室電壓可以是固定值或標稱的時間變化函數，預期、可能隨時間變化的室電壓。當室電壓在閾值電壓之上時決定發生非發弧狀態。根據另一示例實施，從包括非發弧狀態的周期決定閾值電壓，及每當室電壓在電壓閾值之下時定義發弧狀態發生。可使用多個閾值電壓決定發弧的數值(即，電壓下降或"嚴重性")。例如，與-200V閾值交叉但不與-100V閾值交叉的發弧的嚴重性可被視作比與兩閾值交叉的發弧嚴重性小。ADU50包括數字信號處理器以處理從PSIM接收的信號，藉以分別提27供室電壓和電流信號的數字式濾波表示(如，數字信號)到邏輯配置。根據一示例實施，ADU包括模擬到數字轉換器(A/D)。ADU另外被設計成設定至少一可編程發弧閾值電壓。在另一實施中，ADU亦被設計成設定至少一遲滯閾值電壓。根據一觀點，各個閾值可被設定在沿著連續頻譜的任一點；此可被控制比較器電路配置的電位器設定所影響。根據另一示例實施，通過數字到模擬轉換器或通過藉由將特定電路組件交換成比較器電路配置所達成的多個分離閾值電平來數字式設定各閾值，例如藉由選擇電阻網絡的組配。為了識別遲滯閾值，ADU提供可編程遲滯函數以檢測緩慢證實本身的發弧。可將發弧(電壓)閾值和遲滯函數二者直接設定或編程在ADU中，或可由被通訊式耦合至ADU的遠端裝置選擇性控制閾值，例如，經由通過乙太網絡的標準動量通訊頂帽(topcap),ModbusPlus,Devicenet,或其他數據網絡。在一示例實施中，將ADU穩固地耦合至可編程邏輯控制器(PLC)，諸如通過高速專屬串聯接口的動量Ml-E等，及PLC可被程序化成根據實時自適應演算法實時連續采用發弧電壓閾值和遲滯函數。圖6圖解依據數字信號處理器和控制器(DSPC)630的發弧檢測單元(ADU)的一示例實施例，其包括數字信號處理器(DSP)集成電路，諸如可從美國德州達拉斯的TexasInstrumentsInc.購得的型號TMS320F2407，及用于獲得信號以控制和與外部裝置通訊的其他市面上可購得的集成電路裝置等。此種裝置的例子是地址譯碼器，其一般用于將DSP的地址空間分割成數個范圍，及選擇多個外部集成電路裝置的其中之一用于進出DSP的數據移轉。使用集成電路的這些信號的獲得是根據當存取外部裝置時的數字信號處理器的時序需求，并且為精于設計和實施基于微處理器和微控制器的系統的技藝的人士所知。所圖解的DSP包括可由整合性IO位模擬對數字轉換器635來數字化和樣本化的16模擬輸入通道。諸如信號ICH616及VCH614等隨后將討論表示這些模擬輸入通道的信號可以使用者可編程比率由DSP來數字化和樣本化。在一示例實施中，該可編程比率可增大至每通道10kHz。在另一示例實施中可在DSP內執行的軟件程序提供多個數字有限脈沖響應濾波器的其中之一的選擇和應用給樣本化的數據信號。DSPC630亦提供控制信號給可編程閾值比較器函數620以設定可編程閾值比較器的闊值和遲滯值。此外，DSPC630提供進出高速發弧檢測邏輯單元(ADLU)640的控制和數據路徑，其連同可編程閾值比較器620—起運作以累計發弧統計，諸如發弧數量和總發弧時間等。DSPC630通過例如專屬ATII接口等局部數據接口70與諸如網絡式通訊頂帽或可編程邏輯控制器(PLC)等外部邏輯配置60通訊。可從ADU供應到外部邏輯配置60的信息的例子是已濾波的室電壓和電流、個別發弧事件的數量、及指出發弧嚴重性的其他值，如發弧檢測器單元640所決定的。可由ADU從外部邏輯配置接收的數據的例子是瞬時發弧閾值電壓和遲滯，及控制發弧檢測邏輯單元的邏輯控制信號。發弧檢測單元50的基本感測處理輸入是來自PSIM40的Vsense電路(VPSIM+及VPSIM-)及Isense電路(IPSIM+及IPSIM-)的差分輸出信號。再次參考圖6，這些信號驅動模擬信號調節器610。模擬信號調節器610將相應差分模擬信號轉換成ADU的剩余部分可使用的單個結束信號。信號調節器610亦提供頻帶限制濾波器給相應輸入模擬信號，使得DSPC630可應用數字信號采樣和處理演算法而無須通稱作"混疊，，的環境。模擬信號調節器610包括三個輸出端子提供信號VcH，的輸出端子612,提供信號VcH的輸出端子614,及提供信號IcH的輸出端子616。信號VcH，是發源自PSIM且衍生自信號Vp，+及信號Vp謹.的信號的單端版本，且供給可編程閾值比較器620。信號Vch是由PSIM40的Vsense電路250所獲得的差分信號VPSIM+及VPSIM-的頻帶限制、單端版本。信號Ich是由PSIM40的Isense電路240所獲得的差分信號IPSIM+及IPSIM-的頻帶限制、單端版本。將信號Ich和VcH輸入到DSPC630的模擬到數字轉換器635。隨后將更詳細討論由數字信號處理器和控制器630在這些模擬信號上所執行的處理。圖7圖解使用諸如用于U27:A-D的模擬型號AD824等市面上可購得的四運算放大器集成電路的信號調節器610的電壓濾波器部位700的一示例實施。放大器U27A和電阻器R108、R107、R115及R116形成差分放大器，其將Vps腿+及VpsML之間的差分電壓轉換成相對于放大器U27A的輸出(接腳l)的基準面GNDANALOG的單端電壓。放大器U27A的輸出是圖6中的信號612并且標明為Vch，。將VcH，耦合至包含形成具有約2500Hz的3dB交叉的六極點Butterworth(巴特威士)濾波器的放大器U27B、U27C、及U27D和剩下的無源電阻器的內部網絡。在圖6中被標明作614(VcH)的此濾波器的輸出是被提供到DSPC630的模擬到數字轉換器635的信號。假設模擬到數字轉換器635的10kHz采樣率，則圖7所示的6極點Butterworth(巴特威士)濾波器將優于-80dB的5kHz的Nyquist比率之上的信號衰減，因此最小化混疊信號對采樣化電壓信號的作用。從PSIM信號IPSIM+及IPSIM-產生信號IcH的信號調節器610的電流濾波器部位在拓樸上與電壓濾波器完全相同，但是在示例實施例中并不使用等同VcH，的電流信號。電流濾波器的輸出(IcH)同樣地由具有在約2500Hz的穿越3dB的完全相同的Butterworth(巴特威士)濾波器來頻帶限制。再次參考圖6，功能性可編程閾值比較器620比較信號Vch，與DSPC630所設定和控制的可編程電壓值以響應來自PSIM的室電壓信號之間的差異數值。可編程閾值比較器620的輸出622是信號VUIC。每當感測的差分室電壓數值超過程序化閾值時可編程閾值比較器622確立XARC為邏輯"1"值，每當感測的差分室電壓數值低于程序化閾值時可編程閾值比較器622確立VARC為邏輯"0"值。可編程遲滯以稍后將i^明的方式施加到程序化閾值，藉以最小化應用到可編程閾值比較器620的噪聲Vch，信號的作用。下面，信號、ARC(即，"非ARC，，)是在邏輯"0"狀態的條件(室電壓在預定閾值之下)被稱作ARCING條件，及XARC信號是在邏輯"1"狀態的條件(室電壓在預定閾值之上)被稱作NON—ARCING條件。圖8圖解可編程閾值比較器620的一示例實施。可編程閾值比較器620包括市面上可購得的模擬比較器集成電路U12:A,諸如LM319M等。GNDANALOG是模擬基準面；DGND是DSPC630和其他裝置的邏輯信號所使用的數字基準面，及集成電路偏壓是在+5V。功能上，模擬比較器U12:A具有輸出端子(接腳12)、反向輸入端子lIM-(接腳5)、非反向輸入端子1IN+(接腳4)。U12:A的輸出端子(接腳12)產生圖6中的信號622并且標明作VVRC。名義上，每當非反向輸入中的信號是在比反向輸入端子的信號的電壓高的電壓中時，存在于輸出端子的邏輯信號被表示作邏輯"1"。相反地，每當非反向輸入中的信號是在比反向輸入端子的信號的電壓低的電壓中時，存在于輸出端子中的邏輯信號是邏輯"0"。每當輸入端子中的兩各自信號完全相同時的存在于輸出端子的信號未被定義。在本申請案的實施例中，裝置U12:A被配置成具有集電極開路輸出。電阻器R27是上拉電阻器，被耦合至用于供給DSP、ADLU、及其他電路系統供電的+3.3V偏壓供應。電阻器R25在標稱上是200k-ohms及提供最小遲滯電平到模擬比較器U12:A以當U12:A遇到緩慢變化的輸入信號時達到平順邏輯狀態過渡而無振蕩。連同連接至R26的精確性3.00伏特參考電壓源，電阻器R28、R29、及R26—起提供形式的比例、瞬時室電壓信號VcH，的仿射變換VCS=0.6VCH+1.0(等式1)其中VCS即為出現在圖8中的模擬比較器U12:A的接腳4、非反向輸入的信號。因此，根據等式1，在Vch，的0V信號出現當作模擬比較器U12:A的接腳4中的IV信號，且在Vch，的2.5V信號出現當作模擬比較器U12:A的接腳4中的2.5V信號。藉由模擬比較器制造商保證在0及-1250伏特之間的室操作電壓的范圍中線性操作以將此仿射變換應用到維持模擬比較器U12:A的輸入在所需的范圍內。在一特定實施例中，以市面上可購得的NationalSemiconductor(國際半導體)所制造的調整器型號REF193來提供用于內部模擬對數字轉換器的3.00伏特參考。提供可編程閾值電壓信號Vra到模擬比較器U12:A(接腳5)的反向輸入以設定ADU過渡在NON一ARCING及ARCING狀態之間的室電壓。以后述的方式所產生的可編程遲滯值允許VTH的值可成為模型。使用者指定值可被程序化以設定系統從NON—ARCING過渡到ARCING狀態的室電壓數值Vthna，及第二電壓數值VTHAN以設定系統從ARCING過渡到NON一ARCING狀態的電壓。裝置U13是雙14位數字到模擬轉換器(DAC),例如，AnalogDevice,Inc(模擬器件公司)所制造的型號AD5322,其被用以設定VTH的兩個值。其具有兩輸出端子，被標明為V0—A及Vc)j,由使用整合至DSP的標準串聯外設接口(SPI)特征的DSP來設定其電壓值。標稱為SPISIMO、SPICLK、\DAC1—SELECT及MX)AC的信號是由DSPC630所使用的信號以為用于兩DAC通道的每一個程序化范圍在0及4095之間的數字值。上述的精確3.00伏特基準被施加到U13,結果每個DAC輸出產生0-3.00伏特范圍中的獨立模擬輸出，與程序化的數字值對最大值4095的比成比例。從U13的DACB所產生的輸出端子Voj(接腳6)被耦合至運算放大器U14:A的非反向輸入，及被標明為VoB。如隨后所示一般，信號Vob決定比較器U12:A從NON—ARCING過渡到ARCING狀態的電壓閾值Vthna。由U13(接腳5)的DACA的輸出所產生的信號VoA被耦合至才莫擬開31關U15:D的輸入端子，及如隨后所示一般，連同信號VoB—起用來設定比較器U12:A從ARCING過渡到NON—ARCING狀態的電壓閾值VTHAN。根據一示例實施，U15:D是四模擬開關的一部份，例如，Intersil所制造的DG201HS和其他。此模擬開關的輸出出現在U15:D的接腳15并且在圖8中被標明作Vsw。在運算放大器U14:A的輸出接腳l中產生狀態過渡閾值電壓VTH。假設釆用理想運算放大器U14:A,很容易顯示出輸出信號Vth與信號Vqb和信號V，的關系VTH=2V0—b-Vsw(等式2)信號Vsw的瞬時值是依據U15:D的開關控制輸入(接腳16)的邏輯狀態。當模擬開關U15:D的開關控制輸入(接腳16)中的信號是在邏輯"0"狀態時，Vsw跟隨DACU13所產生且被連接到U15:D的輸入端子接腳14的信號Voa。當模擬開關U15:D的開關控制輸入(接腳16)中的控制信號是在邏輯"1"狀態時，模擬開關U15:D的電路系統驅動輸出端子(接腳15)處在非常高的阻抗狀態，及由于電阻器R30的低電阻值和運算放大器U14的極小輸入偏置電流，所以Vsw緊緊跟隨VoB。通訊到U15:D的開關控制輸入的信號是由邏輯OR門U16:A所提供。到OR門U16:A的輸入信號是來自DSPC630的遲滯使能控制輸出(XHYSEN)及來自模擬比較器U12:A(接腳12)的輸出的信號。在DSP軟件控制之下產生信號XHYSEN的邏輯狀態并且在正常操作下被維持在邏輯"0"狀態中。只有在某些制造系統校準和測試程序以隔離遲滯產生信號Voa與Vsw期間，將信號VHYSEN設定成邏輯"1"狀態。如上述，由于模擬開關U15:D的狀態而模型化Vsw的值和因此模型化Vra的值，模擬開關U15:D的狀態是依據模擬比較器U12:A(接腳12)的輸出端子中的數字信號VVRC的狀態而定。現在將導出二者皆由DACU13所獲得的信號VOA及VOB與比較器鬮值Vthna及VTHAN之間的關系。首先假設模擬比較器U12:A的輸出信號最初是在邏輯高狀態。藉由定義NON—ARCING狀態，此需要U12:A的接腳4上的電平移位室電壓信號Vcs成為比U12:A的接腳5上的目前閾值電壓VTH高的電平。在該方案中，模擬開關U15:D的輸出端子呈現高阻抗，及如上述，由于R30的低阻抗值和運算放大器U14:A的低輸入偏置電流，Vsw被迫采用值VoB。在此條件下，運算放大器U14:A的輸出端子中的信號跟隨VoB,且從等式2，VTH亦采用值VoB。因此，根據等式3電壓信號VoB直接設定比較器U12:A從NON—ARCING過渡到ARCING狀態的比例、電平移位電壓VTHna=V0b(等式3)一旦比例、移位室電壓數值VCS下降到根據等式3所產生的閾值電壓VTH的程序化NON—ARCING到ARCING狀態過渡值Vthna之下，則比較器U12:A的輸出中的信號從邏輯T狀態(NONARCING)過渡到邏輯"0"(ARCING)狀態。假設VHYSEN控制信號是在邏輯"0"狀態中，(使可編程遲滯函數生效)，如上述，模擬開關U15:D閉合并且模擬開關U15:D的輸出Vsw跟隨由U13的DACA所確立的模擬開關U15:D的輸入VoA。根據V0B被設定成Vthna的等式2,最后的閾值VTH變成VTH=2Vthna-V0A(等式4)若遲滯的程序化值(按比例以反應PSIM的增益和電平移位網絡)是VHYSS，則根據等式5設定VoA:Voa=Vthna-Vhyss(等式5)及置換到等式4提供Vthan=Vthna+Vhyss(等式6)根據等式5設定Voa使得當ADU是在ARCING狀態中時能夠將固定遲滯電壓值Vhyss増加至NON—ARCING到ARCING狀態過渡電壓VTHNa以產生ARCING到NON_ARCING過渡電壓值VTHan。總之，在此實施例中，根據等式1,DACB輸出信號V0B被用于直接設定可編程比較器從NON—ARCING過渡到ARCING狀態的室電壓，而在等式5指出演算法以33決定用于DACA的值以增加遲滯值到VTHNA以產生從ARCING到NON一ARCING狀態的相關但是可能較高的過渡電壓VTHAN。根據一實施，可編程比較器620從NON—ARCING過渡到ARCING狀態的想要的室電壓閾值電壓值、及欲增加至此室電壓閾值以定義可編程比較器從ARCING過渡到NON—ARCING狀態的室電壓值的想要電壓可通過局部數據接口70從邏輯配置60通訊到DSPC630,及DSPC630可計算正確的數字值以發送到DACU13，藉以由于使用被儲存整合至DSP存儲器的適當的按比例及偏移常數的仿射變換來產生適當的信號Vqa及V0B。在一示例實施例中，為了提供高度準確的閾值，為個別模塊計算該按比例和偏移的常數值以解決校準例程在電子組件(如，電阻器容限值)中所遇到的距離標稱值的正常偏差。這些校準常數值被儲存在整合至DSPC630的串聯EEPROM。根據一示例實施，DSP630的模擬到數字轉換器的采樣率是在每通道10kHz等級上，或每100uS的已濾波的室電壓和電流信號Vch及Ich的一完整采樣。在此采樣率中，luS或更小的持續期間的隨機發生的微發弧被DSP檢測到的可能性小于1%,及如上述，luS等級上的微發弧都常見到并且可能在集成電路制造中產生破壞。為了可靠地檢測持續期間中的luS或更小等級上的微發弧，ADU50包括高速發弧檢測器邏輯單元(ADLU)640，有關PVD處理期間的發弧的統計數據。參考圖6，DSPC630提供控制信號和系統脈沖信號SYSCLK650到ADLU640并且以隨后將討論的方式從ADLU640讀取數據和寫入數據至ADLU640。ADLU640包括第一高速計數器，被設計成計數VARC信號從NON_ARCING邏輯狀態過渡到ARCING邏輯狀態的次數，如同可編程閾值比較器620的程序化電壓閾值和室10的陰極和陽極之間的電壓所決定一般。如上述，與電壓下降和電流增加的數值一樣，發弧的持續期間是其嚴重性的一指示。因此，ADLU640亦包括計時器，其被設計成測量可編程閾值比較器自以隨后將討論的方式所設定的最后計時器重設起在ARCING狀態中所花的持續期間。根據一示例實施，計時器是將時鐘信號循環表格化的計數器。根據一特定示例實施，固定的時鐘工作在30MHz。計數器累計室已在生產循環期間的發弧條件中的與總時間(自最后的重設起)成比例的(計數)值。維持在ARCING狀態已發生的系34統時鐘循環的數目的操作計數提供關于在發弧條件中濺鍍處理已花的總時間的一測量。根據一特定例子，ADLU包括以地址和數據總線的形式的到DSPC630的接口機構，且從DSPC630接受控制信號，使得DSPC630可從裝置讀取和寫入數據。ADLU包括寄存器，其允許DSPC630控制某些ADLU功能，諸如計數器的重設、使能、及禁止等，并且亦包括額外的寄存器和控制邏輯以使DSPC630能夠從ADLU讀取狀態信息。圖9圖解使用已利用眾所皆知的FPLA設計工具加以程序化的通用型現場可編程邏輯陣列(FPLA)的本發明的ADLU640的一示例實施。圖9中被圖示成在ADLU640外部的信號表示存在于FPLA的實體接腳上的信號，信號在制造FPLA期間被預先分配FPLA的特定接腳，或使用在制造時預先定義的整合性FPLA程序接口910由啟動的DSP下載到FPLA的FPLA"程序"來定義。ADLU640包含由內部數據總線結構950耦合至DSP接口邏輯配置960的計數器單元(CU)920、計數器控制寄存器(CCR)930、及計數器狀態緩沖器(CSB)940。如上述，信號XARC622是由可編程閾值比較器620所產生的到ADLU的邏輯輸入。系統時鐘信號SYSCLK650是30MHz。邏輯方波信號是由DSPC630所提供并且提供時間基礎給ADLU。圖10圖解本發明的CU920的一示例實施。CU920包含16位異步二進制計數器(ACC)1010、32位異步二進制計數器(ATC)1020、三個16位鎖存器(ACC鎖存器1030、ATC高鎖存器1040、及ATC低鎖存器1050),及三個16位三狀態緩沖器(ACC三狀態緩沖器1060、ATC高三狀態緩沖器1070、及ATC低3狀態緩沖器1080)。從計數器控制寄存器930提供三數字信號計數器設定(CRST)、使能(ENB)、及快照(SNP)以分別控制ACC和ATC計數器的操作。當由CCR930確立時，CRST信號使ACC及ATC計數器能夠重設到零，并且在確立的同時將計數器保留在重設條件中。當CCR930釋出CRST信號時，分別使能計數器，及它們的各自時鐘(CLK)信號的每個高至低過渡上的增加輸入。藉由計數通過其最大量容量和回到零，每個計數器具有應被確立(及被鎖定)為特定計數器出錯(rollover)的相應的溢出位(OVF)。OVF信號維持為高直到由CRST信號的確立來清除。ACC計數器1010是由信號ACCLK所驅動，ACCLK是衍生自D觸發器1090的輸出端子1092。ATC計數器1020是由信號ATCLK所驅動，其源自NAND(與非)門1094的輸出端子。圖ll為ADLU640的各種信號之間的關系的時序圖。參考圖lO及ll,反相器1096反轉DSPC系統時鐘信號SYSCLK650而變成、SYSCLK1120。信號、SYSCLK驅動D觸發器1090的脈沖輸入端子1091。在來自DSP的SYSCLK信號的每個高至低過渡上，出現在D輸入端子1093中的值被鎖定到D觸發器，及在短的傳播延遲之后出現在觸發器10卯的Q輸出端子1092。存在于D觸發器1090的D輸入端子1093的信號是由AND門1098所驅動。到AND1098的輸入信號是從計數器控制寄存器930所提供的信號ENB1130，及來自反相器1097的信號VARC622(WARCU50)的反轉，信號、ARC622是由可編程比較器620提供。當信號ENB1130是在邏輯低(FALSE)狀態或在、ARC信號是在高狀態(指出NON一ARCING室條件的檢測)時，D輸入端子1093中的信號是在邏輯低狀態。相反地，當ENB信號是在邏輯高狀態(藉以使計數生效)，及、ARC信號是在邏輯低狀態(指出ARCING室條件的檢測)時，D輸入端子1093中的信號是在邏輯高狀態。因此，假設計數被使能(信號ENB1130是在邏輯高狀態)，則當在NON一ARCING條件中檢測室時，在SYSCLK的隨后高至低過渡上ACCLK信號1160將在邏輯低狀態。當ARCING條件被檢測時，例如如圖11中的1180所指出一般(及假設計數仍然被使能)，VARC信號被確立是低的。在SYSCLK信號的下一高至低過渡上(如圖11中的1182所指出一般)，ACCLK信號將從低過渡到高邏輯狀態，及經過隨后的SYSCLK信號仍維持在高邏輯狀態，直到ARCING條件不再被檢測到(及VARC信號回到如圖11中的1184所指出一般的邏輯高狀態)。每當CRST信號被確立是低的時，ACC計數器1010在其CLK輸入端子的信號的每個低至高過渡中增加。因此，在ENB信號被確立是高的同時(使計數生效)，ACC計數器1010有效計數從NON一ARCING條件到ARCING條件的室過渡數量。在一示例實施例中，ACC計數器IOIO可使用具有30MHz等級上的頻率的SYSCLK信號，由可編程比較器620(產生、ARC信號)所檢測到的微發弧可以分辨(resolve)至短如33nS。較高的分辨度是可藉由增加時鐘率來達成。ATC計數器1020被用于估計由可編程比較器620所決定的室在ARCING條件中的總時間。每當CRST信號被確立是低的時，ATC計數器1020在其CLK輸入端子的信號的每個低至高過渡中增加。ATC計數器1020提供的信號ATCLK1170所驅動。每當計數被使能(ENB信號1130是高的)并且室ARCING條件被檢測到(VARC信號1140是低的)時，信號ATCLK1170開始追蹤SYSCLK信號1110，例如在圖11中的1186。之后，ATC計數器1020計數在可編程閾值比較器是在ARCING狀態的同時(指出PVD室中的發弧)所持留的ATCLK信號1170的時鐘循環。使用30MHz系統時鐘，每個ARCING條件的持續期間可被分辨到33nS增加量內。ACC1030、ATC高1040、及ATC低1050鎖定快照寄存器允許ACC計數器1010值、ATC計數器1020高階字，及ATC計數器1020低階字的值能夠被分別實時立即按命令捕獲。此使DSPC630能夠在特定頃刻讀取計數器的狀態，保留用于DSPC630隨后檢索的那些值，同時允許ACC及ATC計數器能夠持續根據上述它們各自的邏輯來操作。如將討論一般，在DSPC630的控制之下，這些三16位寄存器每個被配置并且組配成捕獲由計數器控制寄存器930所提供的SNP信號的低至高過渡的瞬時對應計數器值。每個快照寄存器的輸出信號是由ACC1060A、TC高1070及ATC低1080三狀態緩沖器三狀態緩沖到內部數據總線950。DSP接口邏輯960確立到ACC三狀態緩沖器1060的RACC1086上的使能信號以提供內部總線950上的ACC鎖定快照寄存器1030的被捕獲值；確立到ATC高三狀態緩沖器1070的RATH1087上的使能信號以提供內部總線950上的ATC高鎖定快照寄存器1040的被捕獲值；及確立到ATC低三狀態緩沖器1080的RATL1088上的使能信號以提供內部總線950上的ATC低鎖定快照寄存器1050的被捕獲值。再次參考圖9，CCR鎖定寄存器930產生SNP、CRST、及ENB信號。DSP接口邏輯960提供適當的地址譯碼和定時信號，確立內部數據總線950上的SNP、CRST、及ENB信號的被命令值，及當由DSPC630命令如此作時，產生信號WCCR以鎖定這些值到CCR內。計數器狀態緩沖器(CSB)940是被配置和組配成經由確認信號RCSB，當由DSP接口邏輯960命令時，確立到內部數據總線950上的CRST、ENB、ACCLK、COVF、及TOVF信號的目前值的三狀態緩沖器。DSP接口邏輯960隨后確立由DSPC630使用的到DSPC參:據總線上的這些信號。再次參考圖9，根據由DSP630所確立以幫助與諸如ADLU640等外部裝置通訊的信號XSTRB、W/R、及地址線AD0-AD15的作用，以數據總線線DB0-SB15形式從外部供應的信號提供進出DSPC630的數據的雙向通訊。這些數據線從內部直接被有效地結合到ADLU640的內部數據總線950。當試圖與諸如ADLU640等任何外部周邊裝置通訊時，DSPC630確立、STRB信號是低的。當試圖從裝置讀取時，DSPC630亦確立信號W/R是低的，及當試圖寫入到裝置時是高的。這些是由DSPC630所確立的通用型信號以與任何裝置通訊。特別是在從ADLU640讀取數據或寫入數據到ADLU640時，信號VARLUj:S被DSPC630確立是低的。DSP接口邏輯960被包括在ADLU640內以由DSPC630—經命令就根據控制信號、STRB、W/R的操作和地址信號ADO及AD1的i奪碼來產生時序和控制信號WCCR、RCSB、RACC、RATL、及RATH。信號WCCR被用于將到由DSPC630所確立到內部數據總線950上的ENB、CRST、及SNP的值鎖定到CCR930內。信號RCSB使CSB940中的值能夠被確立到隨后DSPC630將讀取的內部數據總線上。信號RACC、RATL、及RATH如上述分別使能ACC三狀態緩沖器1060、ATC高三狀態緩沖器1080、及ATC低三狀態緩沖器1070以確立到隨后將由DSPC630所讀取的內部數據總線950上的鎖存器ACCLATCH1030、ATCLOWLATCH1050、及ATCHIGHLATCH1040中的值。圖12圖解產生圖9所示的信號WCCR、RCSB、RACC、RATL、及RATH的本發明的ADLU640的DSP接口邏輯960的一示例實施。到DSP接口邏輯960的內部，控制邏輯單元(CLU)1210通過反相器1220將由DSP630所確立的WTRB信號反相以形成內部信號WSTRB。當DSPC630正試圖與任何外部裝置通訊時，信號WSTRB是邏輯高的。當試圖寫入到外部裝置時，根據DSPC630確立是高的輸入信號W/R及信號WSTRB,在AND門1230的輸出提供WR信號。通過反相器1240將W/R信號反相以形成信號UV/R,當DSP接口邏輯960正試圖從任何外部裝置讀取時，信號VW/R被確立是高的。當DSPC630正從外部裝置讀取時，從輸入信號WSTRB及VW/R而在AND門1250的輸出中所提供的RD信號結果被確立是高的。譯碼以產生用于ADLU640的控制信號的地址由地址譯碼器在功能上提供，例如，圖12所示的2至4二進制地址譯碼器1260。如上述，當從ADLU640讀取或寫入到ADLU640時，DSPC630確立ADLU640的38\ADLU—CS端子上的邏輯是0。當VVDLU一CS信號被設定到邏輯高狀態時，在譯碼器1260的輸出端子中的所有四個信號Q0，...，Q3被設定到邏輯低狀態。當UDLUJ^S信號由DSPC630確立在邏輯狀態中時，譯碼器1260將輸出端子中的信號的其中之一準確地設定成邏輯高狀態，從DSPC630所確立的AO及Al位的目前值所決定并且根據表1，特定輸出被設定成邏輯高的，其中在表1中的"0"是邏輯低，"1"是邏輯高的，及"X"是無關系的狀態。表1<table>tableseeoriginaldocumentpage39</column></row><table>0000101輸入輸出AO輸出確立是高的X無0Q01Ql0Q21利用上述的譯碼器邏輯，表2定義在圖12中的每個功能選擇輸出中的產生信號的邏輯以及DSPC630在ADLU上所執行的操作。表2信號名稱邏輯DSPC630功能WCCRQ0與WR寫入計數器控制寄存器值RCSBQ0與RD讀取計數器狀態緩沖器RACCQl與RD讀取ACC鎖存器值RATLQ2與RD讀取ATC低鎖存器值RATHQ3與RD讀取ATC高鎖存器值現在將詳細討論由模擬信號調節器610所產生的信號Ich和VcH的處理。再次參考圖6,由模擬信號調節器610所產生的信號IcH和VcH響應于39室電壓和電流，但是由模擬信號調節器610調節以最小化在比約10kHz大的采樣頻率中的混疊。整合至結合在DSPC630中的TMS320F2407DSP是16通道、雙IO位模擬到數字轉換器模塊，其將其輸入通道中的電壓轉換成范圍在O和1023之間的數目，與參考電壓成比例，及可以固定采樣率采樣直到16個輸入電壓的軟件控制下的內部時序機制。在一特定實施例中，用于內部模擬到數字轉換器的參考電壓是由市面上可購得的NationalSemiconductor(國導半導體)制造的能帶隙調整器型號REF193所提供。此調整器提供穩定、準確的3.00伏特源到模擬到數字轉換器。因此，設置在DSPC630的數字信號處理器中的整合性模擬到數字轉換器根據以下等式將時變信號IcH(t)及VcH(t)轉換成范圍在0和10"之間的數目序列{NICH}A{NVCH}:NICH(n)=FIX(ICH(nT)/VREF)*1024(等式8)及NVCH(n)=FIX(VCH(nT)/VREF)*1024(等式9)其中函數FIX(arg)將其自變量"arg"的值舍位變成最接近的整數，n指出DSPC630從參考時間所采用的第n樣本，及T是采樣周期。在一特定實施例中，DSP被程序化成以速率10kHz轉換模擬信號Vch及Ich,產生數目(NvcH)及(NK:h)的樣本化數據序列以響應于室電壓和電流。在一特定實施例中，到DSP內部的軟件提供使用者可選擇數字有限脈沖響應(FIR)濾波器應用到此序列，分別產生已濾波序列(FvoJ及(FK:h),但是可應用其他信號處理技術到此序列而不會損及一般性。在一特定實施例中，仿射變換被應用到此序列(Fvch)及(Fk;h)，產生數目(SFvcW及(SF!cH)的序列，其為室電壓和電流的按比例的整數估計序列。在一例子中，仿射變換是使得1000伏特的連續應用的室電壓產生一連串每個具有值1000的整數，及按比例縮小的其他電壓值。同樣地，在此例中，應用到由樣本化和轉換IcH信號所導出的此序列的仿射變換考慮到PSIM和模擬信號調節電路的各種增益和偏移，產生10.00安培的電流出現當作整數1000,而其他值成比例的變換。在一示例實施中，序列的目前值通過高速通訊接口70通訊到邏輯配置60,其中邏輯配置60使用目前和過去的值計算可編程閣值比較器620將使用的自適應發弧閾值電壓值。接著通過高速通訊接口70從邏輯配置60將此適應發弧閾值電壓值和想要的遲滯電平通訊回到DSPC630。DSPC630然后根據可編程閾值比較器620的操作將想要的閾值轉換成適當的DAC值。此途徑產生幾近實時的自適應閾值。在另一示例實施例中，產生自適應閾值的演算法駐留在DSPC630本身中，產生具有最小延遲的自適應電壓閾值。產生自適應發弧電壓閾值的一示例演算法是依據在DSPC630所計算的電壓序列的移動平均上的所計算閾值，移動平均的長度被選定成比發弧的預期持續期間長，但是比操縱磁鐵的旋轉周期短。以10kHz采樣率，可使用統一加權64點FIR濾波器來計算移動平均，濾波器輸出中的序列呈現電壓測量的前一6.4mS的平均。在一實施中，藉由從移動平均減掉固定電壓來計算自適應發弧閾值。在另一示例實施中，自適應閾值被計算當作移動平均的固定百分比。這些已濾波、已變換的序列亦可被用于提供指出處理的整個健康狀況的信息。在一例子中，以電壓序列的瞬時值乘上電流序列的瞬時值提供瞬時功率序列，其可被用于證明輸送到真空室的實際功率是由電源所輸送的。此種序列可被用于決定例如電纜損壞發生、在真空室四周分流電流。這些序列的使用的另一例子是它們可被使用當作獨立的機構以估計操縱磁鐵的旋轉速度。如上述，已觀察到，當室阻抗由于幾何和其他考量而變化時，室電壓和電流隨著操縱磁鐵周期而周期性改變。在一例子中，將按比例的電壓或電流序列通過數字高通濾波器以去除DC成分。然后由數字相位鎖定回路追蹤最后的AC序列，自此估計操縱磁鐵的旋轉頻率。在另一示例實施中，離散付立葉變換被應用到電壓或電流序列，及從最后的頻譜來決定磁鐵旋轉頻率。若所估計的旋轉速度明顯不同于預期的旋轉速度，則機械或電力問題可能是原因。此信息可被用于檢測機械或電力系統中的最初缺陷。根據本發明的另一示例實施例，復制上述的組件和操作來監視多個室或以依據應用到單一室電壓和電流信號的額外閾值來檢測ARCING。在特定示例實施例中，提供由單一DSPC630所控制的四個獨立的操作ADU函^:。ADU的四室版本可^L組配成通過四PSIM來同時監一見四個獨立的室，或藉由將用于多個室的對應VPSIM+、VPSIM-、IPSIM+、及IPSIM-ADU輸入信號并聯聯接電線，單一PSIM可驅動多個ADU室輸入。在示例實施例中，當所有四個ADU函數通過單一PSIM正監^L單一室并且以此方式聯接電線時，可為單一室程序化四個不同的閾值。由對應的可編程比較器620和ADLU640的組合來維持每個程序化閾值中的發弧數目和發弧持續期間的計數。在一實施例中，DSPC630具有到所有四ADLU函數的存取，及發弧條件可被分辨成對應于四個獨立的程序化閾值的四電平的其中之一。例如，在利用裝附至如上的單一PSIM的四個獨立的監^L器的系統中，及以100，200，300，及400伏特程序化的電壓閾值數值，具有最小的電壓數值250伏特的單一發弧將出現在具有以300及400伏特程序化的閾值的監視器上，但是未出現在以100及200伏特程序化的閾值的監視器上。而且，若系統以此方式正捕獲單一發弧，則室電壓崩塌在300伏特電平之下的周期將同時出現在對應于300及400伏特電平的ADLU發弧時間計數器中，而室電壓崩塌是在300及400伏特之間的周期將只出現在對應于400伏特電平的ADLU發弧時間計數器。然后可將發弧事件分辨成兩發弧時間-在200及300伏特之間所花的發弧時間，其直接/人對應于300伏特閾值的ADLU的發弧時間計數器讀取，加上在300及400伏特之間所花的發弧時間，其藉由分別采用對應于400伏特和300伏特的ADLU發弧時間計數器之間的差異來計算的。視需要，可為不同強度的其他發弧重復此演算法。在一特定示例實施例中，DSPC630以10kHz速率采樣四個ADLU寄存器設定，及通過高速通訊接口70為所有四個通道將發弧計數和發弧時間計數通訊到邏輯配置60。DSPC630亦將標稱上、已濾波的室電流IcH,和已濾波的室電壓VcH采樣和移轉到邏輯配置60,其執行分辨如上發弧所需的算術運算且計算發弧能量的估計。可由上述的延伸自適應地計算所有四發弧電壓閾值。在另一示例實施例中，DSPC630在內部執行計算，將諸如每個閾值中的發弧時間等發弧相關參數的最后估計和所估計的發弧能量傳輸到邏輯配置60。根據一示例實施，邏輯配置60是外部邏輯配置，例如，可編程邏輯控制器(PLC)、頂帽、或類似計算裝置。根據一更特定的實施例，邏輯配置60是ScheniderAutomationMl-EPLC。根據本發明的一觀點，ADU被并入動量形式因子內，并且被設計成與動量頂帽和可編程邏輯控制器(PLC)通訊。在一實施中，記錄邏輯配置60所收集的數據。在邏輯配置60上執行42的軟件將數據、圖表數據記成日志，且可提供基于網絡的警報以響應數據。系統控制器提供等離子體產生應用的實時控制。當發弧計數及/或發弧持續期間超過每一沉積的選定的量時，邏輯配置60才艮據預定演算法決定在材料沉積期間發弧正破壞基板，及與系統控制器通訊以終止沉積。邏輯配置60亦可指出被處理的基板由于發弧而產量減少。除了為每個沉積計數發弧和發弧的累計持續期間之外，在其他實施中，邏輯配置60被用于執行發弧信息的其他實時分析。例如，諸如記錄用于目標的發弧總數目(及持續期間)、記錄發弧強度(參考接近大地電位，指出直接短路)，及檢測持續的發弧等分析，其指出目標中的可能缺陷需要關掉全部的工具以維修。在另一實施中，系統控制器依據發弧率，發弧持續期間，發弧率/持續期間的變化率，或依據發弧"品質"，與持續期間、量、及發弧強度(即，數值)或嚴重牲(例如由發弧持續期間和數值的乘積所得到的測量)成比例的發弧品質來提供信號。根據本發明的另一示例實施例，方法實時整合發弧檢測器與需要告知使用者濺鍍源有問題且新處理的晶圓產量降低的硬件。因此，本發明的各種實施例可被實現以在其他等離子體產生控制應用中提供發弧檢測，諸如箱體硬化鋼等。通常，無論等離子體產生室或其同等物是否被實施仍可應用本發明的電路配置和方法。根據本發明的另一實施例，發弧檢測單元50'(如圖27所示)被組配成亦藉由觀察施加到等離子體產生設備1300的電流中的尖峰(spike)來檢測發弧事件。依據此信息與從檢測電壓下降的發弧事件信息，發弧檢測單元50，將發弧事件分類成各種類別。設備亦可計算用于特定發弧事件類別的掃描能量和發弧能量。圖1所示的組件的基本配置和圖27的ADU50'被用于實施此實施例。圖13圖解用于沉積各種材料的薄的、高度均勻層到基板上的PVD處理的等離子體產生設備1300的典型基本室組配。低壓氣體，典型上是氬氣，被離子化以形成等離子體1302并被加速從陽極表面1304(室壁及基板)到源材料的陰極偏壓目標1306(陰極被圖示作1308)。目標材料的最后原子電平噴灑涂布所有接近表面，包括制造的基板或晶圓1310。典型陽極-陰極電壓落在300V-600V范圍(具有直到1500V的尖峰)，而電流的范圍從2A到IOOA。遞送到室的最后功率可^^如幾kW和高如80kW。此處理的一主要應用是在制造集成電路(IC)時沉積金屬層于硅晶圓基板上。如上述，此處理容易"發弧"。發弧從目標射出巨量粒子污染。某些此污染材料會降落在晶圓上，產生生產瑕疵和涂布上的不均勻，負面影響制造者的收益。發弧是可由(i)目標雜質或內含物，(ii)目標或附件老化和物理容限改變，或(iii)晶圓校準而產生。PVD處理期間的發弧是起因于從陽極到目標的非故意低阻抗路徑。當發弧發生時，室阻抗的數值快速減少，通常對電源太快而無法響應。室的陽極和陰極之間的電壓數值的快速下降可被觀察到。結果，比較室電壓與閾值可早期提供發弧的檢測。經由此種早期檢測，制造商可解決發弧產生的根本原因而不必承受由于發弧產生的缺陷所導致的高收益損失。如圖4所示，通常觀察到持續1微秒等級上的有害發弧條件1402。這些短持續期間發弧1402被通稱為微發弧。由于非常短的持續期間，所以檢測微發弧需要高速電子。除了微發弧之外，具有毫秒或幾十毫秒等級上的持續期間的巨量電源事件亦發生在PVD系統中。圖14圖示標纟會的典型PVD室電壓1404對時間。電壓1404的翁:值亦被圖示，因為陰極電壓相對接地是負的。有發弧1402之處，就有電壓朝接地地突然且快速減少。一旦短路事件結束，電壓再次回到標稱室電壓。在恢復期間可能的超調和欠調未圖示在附圖中。在發弧事件期間電流同樣地響應，雖然快速增加，然后減少，可了解一但事件結束，條件回到正常。PSIM40被用于將來自電源30的高電壓和高電流讀凄t轉換成用于輸入到ADU50，的0-10V范圍。0-10V信號與室電壓和電流成線性比例。此提供指示電源30電壓的電壓信號，和指示電源30電流的電流信號。參考圖27,ADU50，被設計成監視用于高速瞬變(無論是上還是下)的0-10V信號。在ADU50，內，高速模擬比較器620、621決定電壓信號是否已橫跨線。內部邏輯單元640將模擬比較器輸出622，623轉換成指出是否已橫跨線的邏輯電平值。而且，其計數已橫跨線(發弧嚴重性的指示)的邏輯單元時鐘循環的數目(即，持續期間)。在其許多功能中，可編程邏輯控制器(PLC)或其他邏輯配置或電路系統60從ADU讀取數據，將DSP時鐘循環轉換成微秒，重設發弧計數器，及使數據可利用在乙太網絡上。PLC亦發送命令參^:到ADU-何時尋找發弧事件，閾值是多少，游逸(excursion)應在閾值上還是閾值下等。圖15描劃相對于閾值電平1502的典型室電壓數值1500對時間。在電壓的例子中，當瞬時電壓讀數下降到閾值1502之下時發弧條件1402發生。需注意的是，閾值1502是自適應的，因為其確實追蹤室電壓1500中的緩慢變化。ADU50，計數次數和閾值1502被通過的數目，及電壓在閾值之下的就其30MHz時鐘循環而言的持續期間。為了說明噪聲或跳動的影響，發弧事件不會結束直到瞬間電壓上升在閾值1502加上遲滯值之上為止。圖16為當ADU50，進入發弧條件時和其存在相同條件時的狀態轉換圖。依循路徑A,電壓開始于標稱值VNOM。一旦其落在閾值電壓VTH之下，依循路徑B，ADU邏輯電平過渡到TRUE。當電壓再次上升返回到標稱條件時，依循路徑C。一旦電壓橫過閾值加上遲滯勢壘VTH+VHYS,依循路徑D,ADU邏輯電平過渡到FALSE。當時間行進時，室是在標稱電壓和ADU等待引導到過渡B的下一路徑A。較佳的是，遲滯是無法經由軟件調整的小的固定硬件決定值。就上述實施例而言，遲滯值約是10000mV刻度上的6mV。然而，就一些實施例而言，遲滯值可被設定成零。ADU50，具有四過渡監視(發弧)通道，及四輔助通道。(輔助通道可^皮用于記錄相關數據但是無法計數發弧，輔助通道用在升級系統中的數據收集)。參考圖27，第一發弧通道是由2700和2702之間的相對電壓差所形成，及第二發弧通道是形成在2704與2706之間(剩下兩通道可被用于監視另一電壓和電流)。如上述，ADU50，比較PSIM信號與閾值并且報告游逸在之上還是之下(在PLC邏輯中由控制位設定)。就發弧通道2700/2702和2704/2706而言，信號傳播和濾波是如圖17所示，在圖17中，由電源30遞送到室并且由PSIM的轉換器來測量的電壓V和電流I被圖示在進入系統1700的圖式的左側。電壓和電流轉換器二者都具有相關的模擬頻寬，然而，兩者在PSIM40的輸出中都是超過40kHz濾波器1702的數值幾個數量級，適當藉由設計以減少來自DC電源的開關噪聲的影響。40kHz截止是任意的及可在工廠藉由改變輸出比例電阻器來調整。此信號被直接饋送到模擬可編程閾值比較器1704,其決定是否有閾值違犯或不在ADU邏輯電平形式中。每33ns或以30MHz的速率，執行發弧計數邏輯的ADU的部分從模擬比較器讀取ADU邏輯電平。PSIMV及I信號亦經由模擬六階Butterworth(巴特威士)濾波器1706傳播，此濾波器1706的目的是當將信號饋入到ADU的ft字部分時防止信號^皮混疊。此濾波器的截止頻率是2.5kHz。然后，ADU運行V及I信號經過一組可選擇FIR濾波器1708。默認系數被設定成八個濾波器的每一個都是具有變化的長度的移動平均。PLC讀取V及I當作頻帶限制、濾波的信號，自此，以約30Hz的速率計算閾值。這些計算的基礎是指數加權移動平均(EWMA)濾波器1701。這些被以工廠默認設定是2.5kHz(這相同控制器執行FIR濾波)的可組配速率搡作的ADU比較器控制器1712往下饋送回。96030處理器。通過標準18接腳MonentumTM連接器以RG-178同軸電纜進行到ADU50，的信號連接(來自PSIMBNC連^^妄器)。PLC60通過標準MonentumTMATII硬件接口接合到ADU50，。ATII接口將32寄存器支撐在每個方向。b32寄存器被分割成8寄存器的四個完全相同群組，每一通道用一群組。PLC60由掃描循環的原則來操作。在一掃描循環期間，PLC60執行其每個指令一次并且刷新其I/0寄存器(經由此與ADU50，通訊)一次。因此，然后依據從狀態寄存器最新讀取的數據來執行其自己的控制程序。PLC程序包含重復四次的邏輯，每ADU通道一次(主要電壓、主要電流，從屬電壓，及從屬電流)。程序亦包含在各對通道(主要和從屬)上執行的邏輯，因為其每一電源結合來自兩通道(電流和電壓)的數據。當PLC60從ADU50，讀取狀態寄存器(每ADU通道8寄存器)時，PLC程序依賴每一ADU通道的數據的四個主要片段。四個變量是狀態寄存器(尤其是，位9，無論ADU是在測量發弧的時刻與否)，PSIM信號，發弧計數、及發弧時間。需注意的是，PSIM信號1714(如圖17所示)是由兩低通模擬濾波器已頻帶限制的實際室電壓或電流的64點移動平均(在2.5kHz構成25.6ms窗口)，第一具有截止頻率40kHz及第二具有截止頻率2.5kHz。參考圖18的方塊圖，穩定頻帶監視器1802比較最新的PSIM信號1804與穩定上頻帶(SUB)和穩定下頻帶(SLB)值1806。若PSIM信號1804落在SUB之上，則系統將那看成步階增加的指示及邏輯處理在上升過渡模式中。若PSIM信號1804低于SLB，則假設是為電源被關掉或減少功率，及程序操作在下降過渡模式中。若PSIM信號1804落在由SUB和SLB界定的范圍內，操作模式是穩定的(除非等待過渡保留延遲期滿)。當系統進入兩過渡模式的其中之一時，其保持在當PSIM信號1804再次落在SUB和SLB限制內時的時間的過渡保留延遲周期的過渡模式中。只要PSIM信號1804落在SUB及SLB所界定的范圍外，穩定標志就從邏輯正確(值l)落到邏輯錯誤(值O)，無論系統進入上升過渡還是下降過渡模式。穩定標志維持在邏輯錯誤直到PSIM信號1804落在SUB-SLB范圍內并且維持在那里達整個過渡保留延遲為止。如下面將詳細討論一般，依據由PLC所見一般(增加另一濾波器到電壓或電流讀取中)的PSIM信號的EWMA已濾波版本來計算SUB及SLB。濾波器將追蹤PSIM信號中在穩定模式中的緩慢的變化和在兩過渡模式任一個中的較快變化。與兩隨后的功率步階(第二大于第一)相對地，穩定標志的時間演進SUB及SLB連同過渡保留延遲1902的記法一起圖示在圖19。需注意的是，穩定頻帶監視器1802是分開不可避免的步階的端頭的發弧計數和時間(在閾值是之下的電壓通道上)與真正發弧計數和時間的機制。發弧計數及時間類別邏輯部分1808采用來自ADU50，的最新的發弧計數和發弧時間讀數1810,及若新的發弧計數和發弧時間已出現，則將它們增加到三PLC發弧計數和時間種類的其中之一(只有若狀態寄存器的狀態位9必須讀取邏輯假，則指出ADU50，不在發弧的開始和結束之間)。三種類是穩定、過渡上升、及過渡下降。若穩定標志是邏輯真，則新的發弧計數被增加到穩定發弧計數總數及新的發弧時間被增加到穩定發弧時間總數。若穩定標志是邏輯假，則PLC60追蹤過渡是否是上升還是下降。依據過渡正發生，發弧計數和發弧時間被增加到適當的發弧計數過渡和發弧時間過渡總數，上升或下降。重要的是，注意穩定和過渡模式的原因是為當電源步階變化或關掉將發生時，本系統事先不知道。因為ADU50，正尋找電壓通道上的發弧當作電壓下降到閾值之下的點，當其能夠降低閾值或使ADU50無法計數發弧時，其將總是產生發弧計數和一些發弧時間，直到下一PLC掃描循環為止。在真正微秒發弧事件期間，來自電力下降事件的發弧時間典型上大幅大于發弧時間。因此，沒有自明的方法或步階持續信息之下，PLC60進入過渡模式和分開在過渡期間所發現的發弧時間與在穩定處理期間所發現的發弧時間。提供過渡保留延遲1卯2欲在安頓等離子體點火過渡期間的空白周期。47過渡保留延遲1902參數和過渡模式是降低數據中的錯誤出現(positive)的方法。單位變換部分1812僅由對應的校準常數和校準百分比值乘上PSIM信號以將0-10000mVPSIM信號轉換成伏特或安培的真實世界工程單位(如，上述的0-10V)。校準常數參數是PSIM硬件的函數，應只若PSIM分壓器電阻器變化或若電流轉換器和其增益變化時才改變。若校準百分比參數想要匹配電壓和電流(或功率)讀術與來自不同源頭、來自PVD設備本身、或其他組件的類似讀數，則調整校準百分比參數將被調整。EWMA濾波器1710提供追蹤PSIM信號的方法。EWMA濾波器的輸出1814被用于調整閾值SUB及SLB。在穩定模式中，追蹤是慢的，使得四個被調整參數亦在PSIM信號設定點中慢慢地適應性飄移或緩慢變化。在過渡模式中，追蹤較快，因為設定點已改變并且PSIM信號快速向上或向下躍跳以達成新的設定電平。控制EWMA濾波器的等式如下y(k)=Vl00*PSIMSignal(k)+(1-X/l00)*y(k-l)其中y是在濾波器的輸出的值，k是PLC掃描循環索引(每次PLC開始新的掃描時，以l增加k)，及人是濾波系數。若穩定標志是邏輯真時，貝"是穩定過渡系數。若穩定標志是邏輯假時，則入等于過渡濾波系統。需注意的是，入可采用0及100之間的值，表示百分比電平。X越接近100，最近的讀數越多，PSIM信號(k)影響濾波輸出y(k)，及濾波器更快速追蹤快速變化的電壓或電流電平。人越接近0，PSIM信號影響y(k)的最近樣本越少，PSIM信號決定y(k)的先前樣本的指數型衰退平均越多，及濾波器將非常緩慢地依循PSIM信號中的步階變化。需注意的是，PSIM信號被解釋成兩電壓和電流是正數量(即，在從陰極到陽極測量時，室電壓是非負值的絕對值數量)。YTH及YHYS計算部分1816采用濾波器1710的輸出y,及在PLC掃描循環的下一讀/寫相位中計算閾值以寫入到ADU50，。閾值電平等于以穩定標志所決定的適當百分比乘上y、穩定閾值百分比或過渡閾值百分比。在穩定頻帶計算1818中，EWMA濾波器1710的輸出y以穩定頻帶百分比乘上然后加到y以產生SUB及將其/人y減掉以產生SLB。若y和穩定頻帶百分比的乘積低于穩定頻帶最小(SBM),則SBM被加到y并且從y減掉以分別產生SUB和SLB。ENB/CRST區塊1820執行三功能(l)告知ADU50，是否尋找發弧，(2)在晶圓1310的末端將ADU50，重設，及(3)記錄總處理時間。為了執行第一功能，當PSIM信號大于使能電平時，ENB/CRST區塊1820設定ADU控制寄存器使能位ENB(位l)為高的。只要PSIM信號低于使能電平，ENB位就被設定成低的。第二功能是重設ADU50',當ADU50，未被使能達到達重設延遲的一段時間時進行此功能。在大多數PVD處理中，晶圓1310之間的時間超過電源關掉的晶圓處理期間的方法(recipe)步驟的時間。因此，為了在晶圓1310之間適當重設ADU50'，重設延遲應被設定到大于內部方法電源關掉時間及小于晶圓之間的電源關掉時間的值(以秒)。第三功能是追蹤總處理時間者，從第一電力打開到到最后電力關掉。在結束上述邏輯部分之后(及其他邏輯部分也一樣，雖然它們不影響寫入到ADU50，的任何變量)，在掃描循環的下一讀取/寫入相位中，將閾值和控制寄存器寫入到ADU50，。在圖20及圖22中圖示由PLC于60所執行的其他邏輯。其圖示系統從產自用于個別通道的單位轉換邏輯的電壓和電流讀數來計算電源(主要或從屬)的功率。此外，藉由測量電壓使能和功率上升到功率設定點的90%之間的時間差異來計算點火時間。在圖21中，點火時間如繪畫般呈現對相對于電壓的時間和其使能電平、電流、功率、和其90°/。功率設定點電平圖22描畫邏輯的最后部分。此部分看著用于單一電源(主要或從屬)的發弧統計和將發弧分類成五等級的其中之一，如圖23的表格所示一般。來自電壓通道2202和電流通道2204的發弧計數和時間被饋入到發弧類別邏輯部分2206。自最后PCL掃描起，兩電壓和電流通道2202，2204上的發弧計數顯示出增加，不管它們對應的發弧時間如何(及發弧位、狀態寄存器，位9不高)，PLC60以下面式子增加發弧等級1計數和計算掃描能量ScanEnergy(k"[yv(k)-YvTH(k)]氺[Y!TH(k)-y"k)]承[t肌v(k)+t肌!(k)]/2其中k是PCL掃描循環索引，yV是用于電壓通道的EWMA濾波器輸出，YvTH是用于電壓通道的闊值，yl是電流通道的EWMA濾波器輸出，tarcV是用于電壓通道的發弧時間(用于非累計的最新PLC掃描)，及tarcl是用于電流通道的發弧時間(再次用于最新的PLC掃描)。掃描能量實際上是在它們從它們的標稱(或EWMA已濾波)值脫離的電壓曲線下的面積和在電流曲線下的面積的乘積。掃描能量計算中的時間因子是在兩通道上可見的時間的平均。發弧能量是掃描能量的累計總和。若從最后掃描起只有電壓發弧計數已改變，則^r查有關在500(as中的邊界的發弧時間。(此邊界是硬編碼在PLC中的)。若發弧時間低于邊界值，則發弧等級2計數器被增加。若發弧時間大于或等于邊界值，則發弧等級3計數器被增加。若只有電流發弧計數寄存器從最后PLC掃描起已改變，則發弧時間被檢查及發弧等級4或發弧等級5計數器被增加，分別依據發弧時間是低于邊界或大于或等于邊界值而定。在圖23給予五等級每一個的實體解釋。在晶圓的末端重設發弧能量和所有五個發弧等級。為了總結PLC程序如何運作，圖24給予時序圖，就一完整晶圓(晶圓l)和下一晶圓的開始(晶圓2)，圖示4步階處理(相對于電源電壓)。第一步階具有緩和電平的電壓，第二步階是高電壓步階，第三步階具有電力關斷，及第四步階具有三電力接通步階中的最低電壓。如感測器所計數的總處理時間是從第一步階的開始到第四步階的結束。需注意的是，在步階1開始之前，晶圓l進入室中，并且在步階4結束之后短時間存在室中。當電壓從一電平過渡到下一電平時，PLC60看見大的步階變化(超過穩定頻帶)，及使系統成為過渡模式，從邏輯真到假給出穩定標志。穩定標志維持假，及系統在過渡模式中，直到在新的穩定頻帶中電壓穩定之后時間等于過渡保留延遲為止。此延遲的目的是(l)避免計數點火過渡當作穩定發弧，及(2)為了加速處理電壓電平的追蹤(其影響閾值電平多快追隨該處理)，使得一旦達成穩定，則閾值電壓是在想要的電平。雖然未圖示在圖3、4、6，但是系統在上升和下降過渡之間有差異。ADU50，如ADU使能位所示使能，ADU使能位在電壓超過使能電平的所有時間都是高的。由電壓發弧計數、發弧能量圖示有限的一組數據，發弧等級1和發弧等級2描繪在該圖的底部。在步階1的中間，同時發生兩電壓和電流(未圖示)通道上的發弧計數(在相同PLC掃描內)，因此，電壓發弧計數被圖示成增加，如發弧等級l一般。對應的是，在每一(2)中的計算中發弧能量增加。在步階2的中間，另一發弧事件發生，這個只在電壓通道上。由于發弧時間(未圖示)低于500)is，所以事件寄存器當作發弧等級2事件。需注意自晶圓的開始起發弧計數如何成i弧計數的累計總和。當電源關掉一段重設延遲持續時間時，ADU重設變高且所有發弧事件相關變量重設。圖24所示的重設的變量是發弧計數、發弧能量、發弧等級l、及發弧等級2。當晶圓2開始(如感測器所見到當作第一增加電壓過渡一般)時，ADU重設回到邏輯假和ADU使能變成邏輯真。最后，圖25圖示相對于處理電壓的閾值的適應。在該圖的開始，電壓是關掉的(讀數非常接近零)，及是穩定閾值百分*￡，八濾波器輸出的閾值亦非常接近零(由于ADU未使能，閾值當作ADU50，之處不計數發弧也沒關系)。SUB及SLB在電壓之上和之下，并且或許由穩定頻帶最小而非由穩定頻帶百分比所支配。當用于第一時間的電壓增加時，系統進入上升過渡模式，應用過渡濾波系數和過渡閾值百分比。由于過渡濾波系數是較大的值，所以EWMA濾波器加權更多在PSIM信號的最近樣本上，因此閾值快速上升以響應電壓中的步階變化。一旦電壓穩定，閾值亦穩定在過渡閾值百分比所規定的電平中。在處理電壓落在SUB及SLB內一段等于過渡保留延遲的時間周期，系統回復到穩定閾值百分比和穩定過渡系數應用的穩定模式。從過渡模式交換到穩定模式是由閾值百分比從穩定交換到過渡的閾值的跳躍所完成。在電壓的第二上升過渡中見到類似前進。當電壓下降到關斷狀態時，前進再次重復在下降過渡中，唯一的不同是在此周期所產生的任何過渡發弧計數和時間被寫成日志當作下降過渡發弧事件統計的一部分。在系統沒有有關處理過渡何時發生的信息的獨立性模式中，見到電壓通道上的下降過渡發弧計數和時間是正常的。見到電流通道上的上升過渡發弧計數和時間亦是正常的。在兩種情況中，信號突然在ADU50，尋找突然過渡的方向中移動。直到PLC60(以30Hz)可趕上ADU50，(30MHz)并且給予改變閾值的命令為止，ADU50，將計數步階變化當作發弧。因此，需要將數據分成穩定和過渡成分。系統參數應被調整成發弧計數、發弧時間、發弧能量、發弧等級、處理過渡、點火時間、和處理時間數據(以及輸出數據的剩余物，但是上述設定包含臨界數據點)都被系統最佳化報告。目標是捕捉影響晶圓品質的"真正發弧"的數據。包含在系統中的各種變量和參數以圖式圖解在圖26。兩最重要的變量是閾值和穩定標志。發弧計數、發弧時間、發弧能量、及發弧等級變量都依據閾值。若閾值太接近工作電壓或電流，則系統將報告假警報發弧事件。若閾值離工作電壓或電流太遠，則系統可能錯過報告一些較短的微發弧事件。穩定標志以兩方式影響閾值，經由閥值百分比的選擇(穩定或過渡)及藉由調整EWMA濾波器的頻寬，其輸出直接饋入到閾值計算。圖26揭示邏輯的幾個路徑功率和點火時間路徑、ADU使能路徑、閾值路徑、處理時間路徑、及穩定標志/發弧計數/發弧能量/發弧等級路徑。每個路徑的起點是從ADU(讀自)寄存器所讀取的一或多個值。每個路徑的結束點將是一或多個值以寫入到ADU(寫入)寄存器或系統變量，統計式說明一或多個發弧事件。需注意的是在圖26中，因為電流通道邏輯跟隨與電壓通道邏輯相同的結構和流動，所以被圖示成縮寫。此類似部分是由矩形虛線來界定。在功率和點火時間路徑中，用于主要電源PSIM(或從屬)的電壓和電流被組合以產生被計算的功率。接著被用于計算點火時間。在圖26中以斜體字圖示在每個變量的計算中所使用的參數。電流和電壓二者都以校準常數和校準百分比乘上PSIM信號所產生。點火時間是當ADU使能變高直到所計算的功率上升的功率設定點的90%上的時間差的結果。校準常數和校準百分比被用于調整電流和電壓。校準常數反映PSIM硬件，因此不應被改變，除非PSIM硬件被改變。若電流或電壓需要微調以匹配來自諸如工具控制器等制造時的另一來源的數據，則只調整校準百分比。功率設定點應被調整成等于方法中的第一步驟的功率電平(以瓦特)。(可為方法中的每個步驟計算點火時間，然而，PLC程序將必須從此文件所說明的版本加以修正)。ADU使能路徑決定ADU何時積極尋找發弧。由使能電平和使能延遲參數控制之。當PSIM信號上升到使能電平之上時，PLC將命令ADU50'開始藉由設定控制寄存器中的使能位來尋找發弧。使能電平應在關掉狀態讀凄t之上并且在由PVD工具所操作的方法中的最4氐電壓或電流電平之下(等效PSIM信號單位)。若想要在PSIM信號上升到使能電平上之后使ADU50，保持不活動達一段時間之久，則可增加使能延遲。實際上，使能電平條件(與穩定對過渡模式組合)是足夠的，因此在PVD應用中，使能延遲將可能從不需要被調整。在閾值路徑中，PSIM信號被饋入到由穩定濾波系數或過渡濾波系數所支配的EWMA濾波器，如穩定標志的狀態所決定的。濾波系數參數可從O52變化到100。高值增加濾波器的帶寬，容許快速響應追蹤步階變化(不良的噪聲射出)。當在穩態時，或在穩定模式期間，系統應被設定成具有閾值(記得閾值=閾值百分比*濾波器輸出)，其中與DC電源信號中的噪聲耦合的閾值中的噪聲將不產生假發弧計數。然后將濾波器的輸出饋入到以穩定頻帶百分比乘上濾波器輸出的穩定上頻帶/穩定下頻帶(SUB/SLB)計算。若此乘積低于穩定頻帶最小參數，則穩定頻帶最小被加到濾波器輸出和從濾波器輸出減掉以分別產生SUB及SLB。不然，將乘積加到濾波器輸出及從濾波器輸出減掉以給出SUB及SLB。SUB及SLB然后被用在下一PLC掃描的開始以決定穩定標志是真還是假。穩定頻帶百分比應足夠低到確保方法步驟之間的最小步階變化能夠使系統進入過渡模式，應足夠高到可能存在的任何功率損耗事件不使系統在應是單一方法步驟的中間進入過渡模式。穩定頻帶百分比最初可從已知方法電壓和電流概況來設定，但是必須藉由檢驗每個處理所操作的多個晶圓的數據以憑經驗來驗證。穩定頻帶最小應被設定成當系統在電力關掉狀態時，穩定標志不在真和假之間來回改變。其可藉由觀察關掉狀態噪聲和使所觀察的變化成三倍來筒單設定。濾波器輸出亦被饋入到閾值計算。穩定標志決定應用哪一模式，穩定還是過渡。然后，閾值是以穩定閾值百分比或過渡閾值百分比乘上濾波器輸出。閾值是數據中的兩最重要的變量其中之一。經由穩定闊值百分比的閾值應在各種處理方法和功率設定點的穩態操作期間被上下調整以識別電源波紋，記得波紋將隨著時間和室的改變而改變。穩定閾值百分比必須被設定成閾值在電源波紋之下，但是仍足夠高到捕捉短持續時間發弧。提醒PSIM包含60kHz濾波器在其電路系統中(藉由設計以減輕電源開關噪聲的影響)，其時間常數是2.6ps。假定用于真發弧的電壓過渡采用來自處理設定點到零大大小于lps的電壓，及假設發弧可由方波函數來表示(相對方向和相等的數值的兩步階變化)，時間常數和穩定閾值百分比將決定可由系統纟僉測到的最短的發弧。例如，在圖5.4中，3ps的發弧相對于閾值被圖示當作電源電壓和頻帶限制PSIM信號。即使ADU接收的信號是頻帶限制的，發弧仍被計數當作在閾值之外的游逸。藉由比較，已被降至l|iis的發弧不被具有60%穩定閾值百分比的ADU來計數。然而，若穩定閾值百分比被設定成80%時，應被計數當作發弧事件。因此，穩定閾值百分比應被設定在ADU計數噪聲當作發弧事件的電平之下，然而不是如此低到真正發弧事件的大百分比不能使PSIM信號橫跨閾值。過渡閾值百分比應同樣被設定，記得點火周期本質上是噪聲，因此其值將可能低于穩定閾值百分比。過渡保留延遲可被用于延長或縮短過渡閾值百分比應用的期間的周期。在處理時間路徑中，唯一計算是處理時間本身。處理時間是從當PSIM信號超過使能電平到PSIM信號落在使能電平之下的時間，并且維持在之下達至少等于重設延遲的時間之久(需注意的是，當超過使得處理時間反映用于晶圓的第一ADU使能真條件和最后ADU使能真條件之間的差時從處理時間減掉重設延遲)。在PLC程序中可以另一裝置指出晶圓處理已結束并且數據可被重設的信號取代系統的重設邏輯，藉以使重設延遲不需要。最后，穩定標志/發弧計數/發弧能量/發弧等級路徑包含最后的兩參數，過渡保留延遲和發弧等級邊界。穩定標志再次是兩最重要系統變量的其中之一。若PSIM信號從前一PLC掃描落在SUB和SLB所定義的范圍內，則其是真。不然，其是假并且維持假直到PSIM信號再次落在SUB-SLB范圍內達過渡保留延遲時間周期之久。穩定標志影響EWMA濾波器、闞值、及發弧計數的到穩定、上升過渡、及下降過渡種類的貯藏(bin)。為了調整過渡保留延遲，在穩定標志是假的期間和緊接之后，調整其值和比較發弧計數數據的所有三種類。若在處理或步驟的一開始，緊接在穩定標志變成真之后規律地發生穩定發弧計數，則應增加過渡保留延遲。盡管以圖解和說明特定實施例，但是只要不明顯違背本發明的精神可有許多修正，及所要保護的范疇僅是由附屬的權利要求書的范疇所限定。權利要求1.一種在物理氣相沉積處理中檢測和分類發弧的方法，該方法包括監視等離子體產生設備的電源電壓和電流；當所述電壓下降到預定第一電壓閾值之下時，檢測每一實例；當所述電壓下降到預定第一電壓閾值之下時，計時每一實例的持續時間；當電流尖峰在預定第一電流閾值之上時，檢測每一實例；當電流尖峰在預定第一電流閾值之上時，計時每一實例的持續時間；將電壓下降到預定第一電壓閾值之下時的每一實例及電流尖峰在預定第一電流閾值之上時的每一實例分類當作發弧事件。2、根據權利要求1所述的方法，還包括步驟決定電壓是否為穩定模式、上升過渡模式和下降過渡模式的其中之一。3、根據權利要求2所述的方法，還包括步驟維持當電壓是在穩定模式中時所發生的發弧事件的計數和對應的持續時間；維持當電壓是在上升過渡模式中時所發生的發弧事件的計數和對應的持續時間；以及維持當電壓是在下降過渡模式中時所發生的發弧事件的計數和對應的持續時間。4、根據權利要求1所述的方法，還包括步驟基于監視等離子體產生設備的電源電壓和電流分類發弧事件。5、根據權利要求4所述的方法，還包括步驟在預定時間周期期間將電壓下降和電流尖峰同時發生的發弧事件實例分配到第一類別；將沒有相應的具有低于預定時間的累計持續時間的同時發生的電流尖峰的一或多個電壓下降的發弧事件實例分配到第二類別；將沒有相應的具有大于預定時間的累計持續時間的同時發生的電流尖峰的一或多個電壓下降的發弧事件實例分配到第三類別；將沒有相應的具有低于預定時間的累計持續時間的同時發生的電壓下降的一或多個電流尖峰的發弧事件實例分配到第四類別；將沒有對應的具有大于預定時間的累計持續時間的同時發生的電壓下降的一或多個電流尖峰的發弧事件實例分配到第五類別。6、根據權利要求5所述方法，還包括步驟計算第一類別的發弧事件實例的掃描能量。7、根據權利要求1所述的方法，還包括步驟在每次檢測到電壓下降到預定第一閾值之后的過渡保持周期內，禁止檢測預定第一閾值之下的電壓下降；以及在每次檢測到預定第一閾值之上的電流尖峰之后的過渡保持周期內，禁止檢測預定第一閾值之上的電流尖峰。8、根據權利要求1所述的方法，還包括步-彈在掃描循環期間調整預定第一電壓閾值以追蹤電源電壓中的緩慢變化。9、根據權利要求1所述的方法，其中，在時鐘周期中測量所述電壓下降的持續時間和電流尖峰的持續時間。10、根據權利要求1所述的方法，還包括步驟當電壓下降在預定第二電壓閾值之下時，檢測每一發弧事件實例；當電流尖峰在預定第二電流閾值之上時，檢測每一發弧事件實例。11、一種在等離子體產生設備中決定一發弧事件的方法，該方法包括步驟監碎見電源電流;獲取指示所監視的電流的電流信號；以及決定所述電流信號是否超出指示一發弧信號的預定電流閾值。12、根據權利要求11所述的方法，還包括步驟監視電源的電壓；獲取指示所監視的電壓的電壓信號；以及決定所述電壓信號是否超出指示一發弧信號的預定電壓閾值。13、根據權利要求12所述的方法，還包括步驟計時當所述電流超出預定電流閾值時所發生的每一發弧事件的持續時間。14、根據權利要求13所述的方法，還包括步驟計時當所述電壓超出預定電壓閾值時所發生的每一發弧事件的持續時間。15、根據權利要求14所述的方法，還包括步驟分類每一發弧事件。16、根據權利要求15所述的方法，還包括步驟計算第一類發弧事件的掃描能量。17、根據權利要求16所述的方法，還包括步驟計算一發弧能量，其中所述發弧能量是多個掃描能量的累積總和。18、一種在等離子體產生設備中檢測發弧的方法，該方法包括步驟向所述等離子體產生設備提供電源以在目標和晶圓之間建立離子化氣體；提供用于檢測電源電壓和電源電流的接口；在設定的頻率處將所述電壓與電壓閾值相比較；以及在所述設定的頻率處將所述電流與電流閾值相比較；依照所述電壓與所述電壓閾值的比較和依照所述電流與所述電流閾值的比較決定是否發生一發弧事件。19、根據權利要求18所述的方法，還包括步驟在發弧事件每一檢測之后，將所述電壓與所述電壓閾值的比較和所述電流與所述電流閾值的比較延遲一過渡延遲周期。20、根據權利要求19所述的方法，還包括步驟生成功率相關參數；將所述功率相關參數與至少一個閾值相比較以決定在等離子體產生設備中發弧的嚴重性；以及響應于所述電功率相關參數與所述至少一個閾值的比較而測量發弧的持續時間。21、一種在等離子體產生室中檢測一發弧事件的設備，該設備包括電源接口模塊，配置為檢測施加到所述等離子體產生室中的電源電壓和電-充；以及發弧檢測單元，其通訊地耦接到所述電源接口模塊，該發弧檢測單元包括設置為將所述電壓與第一電壓閾值相比較和將所述電流與第一電流閾值相比較的閾值比較器電路。22、根據權利要求21所述的設備，還包括邏輯電路，該邏輯電路設置為基于所述閾值比較器電路的輸出來決定一發弧事件。23、根據權利要求21所述的設備，其中，所述閾值比較器電路是可編程的以使得用戶能夠設定初始電壓閾值和初始電流閾值。24、根據權利要求22所述的設備，其中，所述邏輯電路設置為決定所述電壓是否是穩定模式、上升過渡模式和下降過渡模式的其中之一。25、根據權利要求24所述的設備，其中，所述邏輯電路設置為維持當所述電壓在穩定模式時所發生的發弧事件的計數；維持當所述電壓在上升過渡模式時所發生的發弧事件的計數；以及維持當所述電壓在下降過渡模式時所發生的發弧事件的計數。26、根據權利要求22所述的設備，其中，所述邏輯電路設置為基于下降到所述第一電壓閾值之下的所述電壓決定一發弧的持續時間；基于上升到所述第一電流閾值之上的所述電流尖峰決定一發弧的持續時間。27、根據權利要求26所述的設備，其中，所述邏輯電路設置為基于所述閾值比較器電路的輸出和每一發弧事件的持續時間分類各個發弧事件。28、根據權利要求27所述的設備，其中，所述邏輯電路設置為在預定時間周期期間，將電壓下降和電流尖峰同時發生的發弧事件實例分配到第一類別；將沒有相應的具有低于第一預定時間周期的累計持續時間的同時發生的電流尖峰的一或多個電壓下降的發弧事件實例分配到第二類別；將沒有相應的具有大于第一預定時間周期的持續時間的同時發生的電流尖峰的一或多個電壓下降的發弧事件實例分配到第三類別；將沒有相應的具有低于第二預定時間周期的累計持續時間的同時發生的電壓下降的一或多個電流尖峰的發弧事件實例分配到第四類別；將沒有對應的具有大于第二預定時間周期的累計持續時間的同時發生的電壓下降的一或多個電流尖峰的發弧事件實例分配到第五類別。29、根據權利要求28所述的設備，其中，所述邏輯電路設置為計算發弧能量。30、根據權利要求28所述的設備，其中，所述發弧檢測單元包括數字信號處理器。31、一種在等離子體產生設備中檢測發弧的設備，該設備包括發弧;險測單元，其通訊地耦接到電源的電流，該發弧;險測單元包括配置為將所述電流與第一電流閾值相比較的閾值比較器電路；和設置為基于在閾值比較器電路中的所迷電流與所述電流閾值的比較檢測一發弧事件的邏輯電路。32、根據權利要求31所迷的設備，還包括在所述發弧檢測單元中的計時電路，其設置為基于所述電流和所述電流閾值的比較計算檢測到的發弧事件的持續時間。33、根據權利要求32所述的設備，其中，所述閾值比較器電路配置為將所述電流與不同于所述第一電流閾值的第二電流閾值相比較。34、根據權利要求32所述的設備，還包括通訊地耦接到電源電壓的所述發弧檢測單元，其中所述閾值比較器電路還配置為將所述電壓與第一電壓閾值相比較，其中所述邏輯電路還設置為基于在所述閾值比較器電路中的所述電壓與所述電壓閾值的比較;險測一發弧事件。35、根據權利要求34所述的設備，其中，所述發弧;險測單元中的所述計時電路還設置為基于所述電壓與所述電壓閾值的比較計算檢測到的發弧事件的持續時間。36、根據權利要求35所述的設備，其中，所述邏輯電路還設置為分類每一發弧事件。37、一種在等離子體產生設備中檢測一發弧事件的設備，該設備包括電源接口模塊，通訊地耦接到用于所述等離子體產生設備的電源的電壓和電流;發弧檢測單元，其具有用于接收指示所述電壓的信號的第一通道和用于接收指示所述電流的信號的第二通道；以及在所述發弧檢測單元中的閾值比較器電路，其設置為將所述電壓信號與電壓閾值相比較以決定是否發生一發弧事件以及將所述電流信號與電流閾值相比較以決定是否發生一發弧事件。38、根據權利要求37所述的設備，還包括所述發弧;險測單元中的計時電路，其用于計時當所述電壓信號下降到所述電壓閾值之下時所發生的一發弧事件的持續時間和計時當所述電流信號上升到所述電流閾值之上時所發生的一發弧事件的持續時間。39、根據權利要求38所述的設備，其具有用于分類檢測到的發弧事件的邏輯電路。40、根據權利要求37所述的設備，該設備包括邏輯電路，其設置為計參數與至少一個閾值相比較以決定等離子體產生設備中的發弧的嚴重性。全文摘要提供一種用于使用電源電路和發弧檢測裝置產生等離子體的設備和技術。電源電路具有包括被圍在室中的陰極并且適于產生功率相關參數。發弧檢測配置通訊地耦接到電源電路并且適于通過比較功率相關參數與之少一個閾值來估計室中的發弧的嚴重性。根據各種實施，響應于功率相關參數與之少一個閾值的比較測量發弧出現、發弧持續時間、嚴重性和/或能量。根據另一實施，上述測量的數量被累計和/或進一步處理。還提供用于當電流尖峰在閾值電平之上時檢測發弧的設備和方法。該方法和設備還用于基于電壓和電流信號以及每一個信號超出閾值的持續時間來分類發弧事件。文檔編號H01J37/32GK101473403SQ200780018007公開日2009年7月1日申請日期2007年3月16日優先權日2006年3月17日發明者保羅·R·布達,艾倫·F·克勞斯,雷蒙德·W·哈里斯申請人:施耐德自動化公司