用于提供恒定的啁啾對頻率響應的具有疇反轉的外部光調制器的制作方法

專利名稱：用于提供恒定的啁啾對頻率響應的具有疇反轉的外部光調制器的制作方法
技術領域：

本申請涉及具有疇反轉(domain inversion)的光電材料制成的外部光調制器，用于提供恒定的啁啾對頻率響應(constant chirp versus frequency response)，以及涉及一種用于設計具有疇反轉的外部光調制器的方法，以提供恒定的啁啾對頻率響應。

背景技術：

為了滿足較高比特率例如40G比特/秒的光傳輸的需求，大量非二進制編碼方案被考慮，例如正交相移鍵控(QPSK)、微分正交相移鍵控(DQPSK)或雙二進制。由于其較低的驅動電壓要求和較大的帶寬性能，基于z切割鈮酸鋰構造的外部調制器是有吸引力的。但是，z切割解調器具有導致啁啾的非對稱結構，也就是，殘余相位調制和所產生的強度調制的比率。現有技術的鈮酸鋰的外部解調器在窄頻率限制內提供零啁啾。但是在高比特率傳輸的較寬頻率范圍上，頻率相關性顯示出對于非二進制編碼方案的不可接受的高啁啾。

圖1示出了簡單的現有技術的馬赫-曾德爾(Mach-Zehnder，MZ)調制器10，其在z切割鈮酸鋰基底12中被制造，其具有光輸入端14和光輸出端16、分別用于分割和組合光線的兩Y型連接18、18’和構成該馬赫-曾德爾調制器臂的長度為L的兩個波導20、22。具有RF輸入端2和RF輸出端4的信號電極24和兩個接地電極26將電場施加給MZ 10中的兩波導20、22。RF信號電極24比接地電極26窄得多，因此電場被更多地積聚在信號電極24下，造成MZ的兩臂中調制強度的失調。對于典型電極設計，在接地電極26下的波導20中的調制大約是在信號電極24下的波導22的調制的1/6。相對調制強度EOi被定義為第i個波導中的調制對所需總調制的比值，以將調制輸出從開轉換到關。對應于在信號電極24和接地電極26下的波導22、20的EO1和EO2分別為0.85和0.15。

圖2示出了作為頻率函數的啁啾參數。啁啾參數α由根據F.Koyama和K.Iga，“Frequency chirping in external modulators，”IEEE Journal of Lightwave Technology，Vol.6，No.1，January 1988，pp.87-93的方程式3來定義，其可以被重寫為下面形式 其中φ為通過調制器輸出的凈光相位調制，以及I為溢出調制器的光強。啁啾(Chirp)被稱為α參數，其不應當與被用于描述RF電極中RF損耗的α相混淆。在本申請中，啁啾參數簡單地被稱為“啁啾”，以避免與RF損耗相混淆。

圖2A和圖2B中，啁啾參數是常數，但不是零。取決于馬赫-曾德爾的哪一個正交點被選作偏壓點(bias point)，強度對驅動電壓的斜率或者可以是正的，或者是負的，使得根據方程式1計算得出的啁啾值可以為圖2A中所示的+0.7，或為圖2B中所示的-0.7。在下面的所有啁啾圖中，為了依據方程式1來限定啁啾，假定選擇相應于啁啾值+0.7的正交點。

圖3中示出具有更復雜結構的現有技術調制器。雙并聯馬赫-曾德爾(DPMZ)干涉儀30具有嵌套在較大馬赫-曾德爾干涉儀36的臂中的兩個簡單馬赫-曾德爾干涉儀32、34。這個調制器30有時以40Gb/s被用于正交相移鍵控(QPSK)或微分正交相移鍵控(DQPSK)傳輸。有用于“內MZ”32、34的兩個獨立RF信號電極38A和38B，及用于較大“外MZ”36的偏壓電極40。沒有顯示的是內MZ 32、34中的偏壓電極，其典型地跟隨在RF信號電極38A和38B后面。注意，x切口鈮酸鋰電極結構被顯示，其中波導31、33被定位在信號電極38A、38B和接地電極39之間。這種結構在內MZ的兩臂31、33中具有平衡調制，導致內MZ 32、34中的零啁啾。另一結構以及本發明均使用z切口基底和電極結構，其允許零啁啾操作。以這種結構，內MZ中的波導位于信號電極和接地電極之下。

在QPSK系統的一個版本中，兩個內MZ的32、34為零偏置，而外MZ 36為正交偏置，如由T.J.Schmidt，et.al.，“Spectrally efficient and impairment-robust modulationtechniques for 40Gb/s optical transmission systems，”NFOEC 2002，Dallas，Texas所公開的那樣。使用編碼器將40Gb/s信號分為兩個20Gb/s信號。該兩個數字信號被饋送進DPMZ中的兩個RF信號電極。該兩個調制信號產生在光相位上彼此正交的光學調制信號。這兩個被傳送的信號經常被稱作為I、Q信號。使用相干接收器可以彼此獨立地檢測這兩個光學信號，所述相干接收器將所接收到的光學信號與來自本機振動器的信號相混合。圖4A和圖4B示出了在沒有光纖所引起的任何色散或其他衰減的情況下，對應于I、Q傳輸信號的兩個接收信號的模擬結果。注意，這兩個信號是沒有失真的。

使用零啁啾x切割鈮酸鋰調制器的一個問題是，與使用啁啾z切割鈮酸鋰調制器時可以采用的電壓相比，其要求較高的驅動電壓。例如，實施如在K.Noguchi，et.al.，“Millimeter-wave Ti:LiNbO3 optical modulators，”IEEE Journal of Lightwave Technology，Vol.16，No.4，April 1998，pp.615-619中所述的z切割調制器的脊波導，可顯著減小驅動電壓。然而，常規啁啾z切割馬赫-曾德爾調制器不適于使用在DPMZ結構中，因為啁啾將大大降低I、Q信號的正交性。

將啁啾z切割調制器轉換為零啁啾調制器的現有技術方法被描述在美國專利6,501,867、7,058,241、7,088,875中，以及在公開文獻N.Courjal，et.al.，“LiNbO3 Mach-Zehnder modulator with chirp adjusted by ferroelectric domain inversion，”IEEE PhotonicsTechnology Letters，Vol.14，No.11，November 2002，pp.1509-1511中。這種設計對利用z切割鈮酸鋰工藝來實現降低的驅動電壓是需要的。盡管這種設計的大多數適于常規的開關鍵控(OOK)傳輸，但是對于QPSK傳輸，由于殘余啁啾而導致它們引入了某些性能損失(performance penalty)。要求零啁啾調制器的還有其它傳輸格式，例如雙二進制。
[10]由鈮酸鋰或鉭酸鋰(lithium tantalite)或光電聚合物制造的光電外部調制器會受到極化而使晶體結構逆轉。其他外部調制器由半導體材料例如InP或GaAs來制造。
[11]圖5示出了現有技術單驅動z切割鈮酸鋰調制器50，其具有兩部分式MZ 52。鐵電疇已經被反轉在部分57中，而部分55處于原始狀態，以及信號電極56在疇反轉部分57中從波導53移動到波導51。這些部分由長度L1和L2來限定，通過虛線來顯示，其中信號電極56交替與波導51、53重疊。在整個應用中，使用了用于N個部分的長度的標示L1至LN，以使將L1設置為最靠近RF輸入端2，以及將LN設置為最靠近RF輸出端4。電極56跨越部分沒有被包含在該部分長度中。為了便于說明，沒有示出鄰近信號電極56的兩個接地電極。在疇被反轉時，為了保持積累調制的極性，交替電極通路56反轉非對稱結構。如果兩部分55、57具有相等的長度，則啁啾在低頻處為零，但在高頻處不為零，源于在電極56中的RF損耗，其在相對于第一部分55的第二部分57的開始處使信號電壓下降。通過使第二部分57的長度L2長于第一部分55的長度L1，人們可以部分補償RF損耗。圖6示出了這種設計的作為頻率函數的啁啾，其中被歸一化的MZ的總長度L1和L2分別為0.42和0.58。假定該調制器為速度匹配的，也就是光學及RF速度是相同的。RF電極中的RF損耗由方程式2給出，其中a00和a01的假定數值分別為0.0奈培/(cm-(GHz))和0.0311奈培/(cm-(GHz)0.5)，以及L等于5cm。a00和a01的假定數值分別對應于0.0dB/(cm-(GHz))和0.27dB/(cm-(GHz)0.5)。在插入方程式2及所有下面方程式中之前，必須通過乘以ln(10)/20將以dB為單位的數值轉換為奈培。
[12]對于該兩部分式調制器50，啁啾在低頻處為大約-0.1，在大約18GHz處為零，以及在40GHz處增加到大約+0.06。注意到，如果定義RF損耗的系數是不同的，則在18GHz處產生零啁啾的長度選擇是不同的。
[13]對于兩部分式MZ 52被用作DPMZ 30中的內MZ的32，34的情況(如圖3中)，圖7A和圖7B示出了所接收到的I、Q信號的模擬結果。信號有失真。該失真是由于由殘余啁啾所導致的兩個20Gb/s比特流之間的串擾。圖8A、圖8B示出了兩個所接收的比特流中的模擬串擾。在這些模擬中，發射器中的I信號被關斷，以及所得到的接收的I信號被計算出來。類似地，對于Q信號沒有被發射的情況，所接收的Q信號被計算出來。理想地，兩個信號幅度應當一直為零，但由于被傳輸的I、Q信號沒有完全互相正交而導致不是零。串擾信號的幅度在主信號振幅的10％到12％的量級。
[14]現有技術的三部分式單驅動MZ調制器60被顯示在圖9中，如轉讓給Fujitsu有限公司的美國專利7,058,241和7,088,875中所教導的。如一個實施例中所披露的，疇反轉部分L2位于MZ 60長度的中心，并且L1等于L3。此外，未反轉部分的總長度(L1+L3)等于反轉部分長度L2。歸一化長度L1、L2、L3分別為0.25、0.50、0.25。RF信號電極66在部分L1中的RF輸入端2處被設置在波導63上，以及在部分L2中跨過波導61而被設置在疇反轉部分67上，以及在部分L3中返回到波導63，在此被耦合到RF輸出端4。
[15]圖10示出了現有技術中具有居中疇反轉部分的三部分式MZ 60的啁啾對頻率的曲線。與兩部分式設計相比，殘余啁啾低得多。啁啾在低頻處為零，并且在40GHz處穩步增加到大約0.02。圖11A和圖11B示出了40Gb/s QPSK系統的I、Q信號中的串擾。串擾的幅度僅僅為主信號的大約1％。這種串擾為圖10中所示的啁啾結果，顯示I、Q正交信號由于啁啾而不是完全獨立的。這種串擾水平可以適于40Gb/s QPSK，然而，可能存在一些小的且明顯的與該串擾相關聯的性能損失。還可能存在與少量殘余啁啾相關的其他性能問題。
[16]圖12-18描述了在設備參數略微不同于優化設計的情況下，現有技術的三部分式MZ 60的性能。重要的是，任何設計對制造中可能出現的設備參數的變化相對不敏感。
[17]圖12、圖13示出了現有技術三部分式MZ 60的啁啾對頻率圖，其分別具有在RF信號和光信號之間的+0.05及-0.05的速度偏離(walk-off)(ΔNRF)。速度偏離值是指光指數和微波指數之間的差異。注意，對于任一情況，殘余啁啾在40GHz處增加至較大值0.04。圖14A和圖14B示出了現有技術三部分式MZ的所接收的I、Q信號的模擬串擾，其具有+0.05速度偏離。對于這種情況，串擾幅度增加到主信號的大約2％到3％。
[18]圖15和圖16示出了現有技術三部分式MZ的啁啾對頻率圖，其分別具有高20％及低20％的a01，而圖17、圖18示出了相似的曲線，其中取代0.7，固有啁啾參數分別為0.8和0.6。固有啁啾指對于沒有疇反轉的單一部分的相同MZ幾何尺寸的啁啾。其取決于MZ的幾何尺寸，典型地從0.5變化到1.0。注意，在從DC到40GHz的任何頻率處，RF損耗或固有啁啾的改變僅僅使所得到的啁啾產生較小的改變。
[19]圖19描述了現有技術的四部分式MZ 70，其中所有部分的長度相等，如轉讓給Lucent科技股份有限公司的美國專利6,501,867中在圖2、圖3中所教導的那樣。RF信號電極76從RF輸入端2被耦合，在部分L1和部分L3中在波導73上，并且在部分L2和L4中則交替耦合在疇反轉區域77中的波導71上。那些圖示出了兩部分式和七部分式MZ設計，其中所有部分的長度相等。文本沒有教導這些部分的具體長度。上面所引用的N.Courjal et.al.中的圖3示出了對于5種不同長度選擇的兩部分式MZ的作為頻率函數的啁啾。最接近零啁啾的選擇為其中兩個長度彼此相等的一種方案。
[20]圖20示出了現有技術四部分式MZ 70的啁啾對頻率圖，其中L1＝L2＝L3＝L4，如圖19中所示。啁啾在低頻處為零，但是在40GHz處增加到大于0.08。
[21]對于40Gb/s QPSK系統，圖21A和圖21B示出了現有技術四部分式MZ 70的I、Q信號中的串擾。模擬假設類似于圖3的結構，其中結構中的各個較小MZ包含四部分零啁啾MZ。串擾的幅度為主信號的6％，其可能對系統性能造成一定的影響。大量殘余啁啾可能帶來其他系統損失。
[22]因此，能夠提供恒定的啁啾對頻率響應的低電壓外部光調制器相當令人期待；特別需要一種適于非二進制編碼方案的外部單驅動光調制器。


發明內容
[23]因此，本發明的一個目的是提供一種單驅動外部光調制器，其能夠工作在高比特率且可提供恒定的啁啾對頻率響應。
[24]本發明的另一目的是提供一種設計具有恒定的啁啾對頻率響應的高比特率外部光調制器的方法。
[25]本發明的另一目的是提供一種在所有頻率上具有零啁啾的外部光調制器。
[26]本發明的另一目的是提供一種外部光調制器，其能夠在小于5伏特下工作，優選在小于4伏特或小于3伏特下工作。
[27]本發明發現，對于外部單驅動調制器，可以為所有頻率找到恒定啁啾的解決方案，該外部單驅動調制器具有彼此長度不相等的至少四個交變域部分，以及包括不對稱設置在成對周圍部分之間的中心部分或中心部分對。周圍對包括與中心部分或中心部分對相鄰的兩個部分，以及這兩部分的各個部分與前面的部分對相鄰并且從中心向外移動到位于RF輸入端2及RF輸出端4的最終的最外面對L1、LN。在各個對中，每部分的長度是相等的，或者靠近RF輸出端4的部分比靠近RF輸入端2的部分長。周圍對的長度沿中心對到最外部對減少。對于零啁啾結構，對各部分的長度進行選擇以保持疇反轉和疇未反轉部分的長度相等。
[28]本發明還發現，如果中心部分或中心部分對不在波導臂的中央，則可以在所有頻率上獲得零啁啾。
[29]本發明的另一優點是啁啾響應對制造條件不太敏感。
[30]因此，本發明的一個方面是提供一種馬赫-曾德爾光調制器，其包括具有帶有交變域結構的多個區域的光電材料基底，形成在該基底上且具有兩個光波導臂的馬赫-曾德爾(MZ)光電波導干涉儀，波導臂具有一定的長度，以便包含具有交變域結構的至少四個區域，具有至少四個部分的RF信號電極，各個部分具有大致上對應于所述基底中交變域結構區域的長度，所述RF信號電極被定位在兩個光波導臂的部分上以使信號電極在各個交變域結構區域的邊界處從一個光波導臂跨至另一光波導臂上，至少四個RF信號電極部分的長度被預先確定，以近似獲得在被優化的頻率帶上的恒定的啁啾對頻率常數，以使該部分包含非對稱設置在RF輸入端和RF輸出端之間且由一個或多個周圍部分對所包圍的中心部分或中心部分對，周圍部分對包含最里面的周圍部分對，該最里面的周圍部分對包括與中心部分或多個部分中心對相鄰的兩個部分，以及與最里面的周圍部分對相鄰的兩個部分從最里面向外移動到位于RF輸入端和RF輸出端的最終的最外面對，周圍對具有彼此相等或不相等的長度，以使靠近RF輸出端的部分比靠近RF輸入端的部分長，周圍部分對的長度從最里面的周圍對減少至最外面的周圍部分對。



[31]下面將結合附圖對本發明進行詳細的說明，本發明的更多特點和優點將變得明顯，其中 [32]圖1是現有技術的一段式MZ調制器的示意圖； [33]圖2A和圖2B為圖1中的現有技術MZ的啁啾對頻率的關系圖。
[34]圖3是現有技術的雙并聯MZ調制器的示意圖； [35]圖4A和圖4B是在使用任意理想現有技術DPMZ的40Gb QPSK傳輸系統中所接收的2×20Gb數字信號的I、Q圖； [36]圖5是現有技術的兩部分式MZ的示意圖； [37]圖6是圖5中現有技術MZ的啁啾對頻率的關系圖； [38]圖7A和圖7B是在采用具有現有技術圖5中的兩部分式MZ的DPMZ的40GbQPSK傳輸系統中的2×20Gb數字信號的I、Q信號圖； [39]圖8A和圖8B是使用圖5中現有技術MZ的DPMZ的4Gb QPSK傳輸系統中的信號串擾圖； [40]圖9是現有技術的三部分式MZ的示意圖； [41]圖10是圖9中現有技術MZ的啁啾對頻率的關系圖； [42]圖11A、圖11B為采用圖9中的現有技術MZ的DPMZ的40Gb QPSK傳輸系統中的信號串擾圖； [43]圖12是圖9中的現有技術MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有正速度偏離； [44]圖13是圖9中的現有技術MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有負速度偏離； [45]圖14A、圖14B是40Gb QPSK傳輸系統中的信號串擾圖，該系統采用具有圖5中的現有技術MZ的DPMZ，該MZ具有正速度偏離； [46]圖15是圖9中的現有技術MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有高20％的RF損耗； [47]圖16是圖9中的現有技術MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有低20％的RF損耗； [48]圖17是圖9中的現有技術MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有較高的固有啁啾0.8； [49]圖18是圖9中的現有技術MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有較低的固有啁啾0.6； [50]圖19是具有相等部分的現有技術的四部分式MZ的示意圖； [51]圖20是圖19中的現有技術MZ的啁啾對頻率的關系圖； [52]圖21A、圖21B是40Gb QPSK傳輸系統中的I信號和Q信號的信號串擾圖，其采用具有圖19中現有技術MZ的DPMZ； [53]圖22是根據本發明的三部分式MZ的示意圖，其具有不相等的長度和非對稱中心部分； [54]圖23是圖22中的三部分式MZ的啁啾對頻率的關系圖； [55]圖24是圖22中的MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有正速度偏離； [56]圖25是圖22中的MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有負速度偏離； [57]圖26是圖22中的MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有高20％的RF損耗； [58]圖27是圖22中的MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有低20％的RF損耗； [59]圖28是圖22中的MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有較高的固有啁啾0.8； [60]圖29是圖22中的MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有較低的固有啁啾0.6； [61]圖30A、圖30B是40Gb QPSK傳輸系統中的I信號和Q信號的信號串擾圖，該系統采用具有圖22中的MZ和正速度偏離的DPMZ； [62]圖31是根據本發明的四部分式MZ的示意圖，其具有不相等長度和非對稱中心部分； [63]圖32是圖31中四部分式MZ的啁啾對頻率的關系圖； [64]圖33是圖31中的MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有正速度偏離； [65]圖34是圖31中的MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有負速度偏離； [66]圖35是圖31中的MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有高20％的RF損耗； [67]圖36是圖31中的MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有低20％的RF損耗； [68]圖37是圖31中的MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有較高的固有啁啾0.8； [69]圖38是圖31中的MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有較低的固有啁啾0.6； [70]圖39A、圖39B是圖31中的MZ的40Gb QPSK傳輸系統中的I信號和Q信號的信號串擾圖，具有正速度偏離； [71]圖40是依據本發明的四部分式MZ的啁啾對頻率的關系圖，其在所選擇數值0.4處具有恒定的啁啾對頻率常數； [72]圖41是圖40中MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有高20％的RF損耗； [73]圖42是圖40中MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有低20％的RF損耗； [74]圖43是圖40中MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有較高的固有啁啾0.8； [75]圖44是圖40中MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有較低的固有啁啾0.6； [76]圖45是圖40中MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有正速度偏離； [77]圖46是圖40中MZ的啁啾對頻率的關系圖，其具有負速度偏離； [78]圖47是依據本發明的零啁啾MZ的示意圖，其包括用于頻率響應均衡的RF延遲線； [79]圖48是另一可替換的零啁啾MZ的示意圖，包其括用于頻率響應均衡的RF延遲線； [80]圖49A-49E包括一系列聯立方程，用于求解在所有頻率處具有零啁啾的N部分式MZ的各個部分長度，其中N為奇數； [81]圖50A-50E包括一系列聯立方程，用于求解在所有頻率處具有零啁啾的N部分式MZ的各個部分長度，其中N為偶數； [82]圖51A-51E包括一系列聯立方程，用于使用所選擇的任意啁啾求解N部分式MZ的各個部分長度，其中N為奇數； [83]圖52A-51E包括一系列聯立方程，用于使用所選擇的任意啁啾求解N部分式MZ的各個部分長度，其中N為偶數； [84]圖53A-53H包括一系列聯立方程，從圖51A-51H概括得來，用于使用所選擇的任意啁啾求解N部分式MZ的各個部分長度，其中N為奇數； [85]圖54A-54H包括一系列聯立方程，從圖52A-52H概括得來，用于使用所選擇的任意啁啾求解N部分式MZ的各個部分長度，其中N為偶數； [86]應該注意的是，在所有附圖中，相同特征由相同標記來標示。
[87]在上面提到的所有圖表的數據是使用MathCad和在時域和頻域中模擬調制器性能的方程組，通過計算機模擬來獲得的。所有啁啾對頻率的模擬計算基于單MZ幾何尺寸，例如調制器30的內部MZ 32。

具體實施例方式 [88]本發明的實施例通過圖22-48以及圖49-52中的附加方程示出。通過考慮電極中RF損耗效應來確定這些設計。電極上的電壓由下式給出 V(f，L)＝V0e-α(f)L (3) 其中V0是在電極開始的電壓幅度，α(f)由方程2來定義，以及L是MZ的總長度。
[89]對于光學速度和RF相匹配的情況，在單個部分中傳送給波導的調制由下式給出 其中EO是相對調制強度，以及Ls和Lf分別是沿MZ在該部分開始處和結束處的長度。
[90]對于N個部分，所得到的調制由求和給出 其中Ls，i和Lf，i分別是沿MZ在第i部分的開始處和結束處的長度。在DC(直流0赫茲)或低頻處，其中f等于零，方程5可以被重寫為 [91]因此，在DC處，傳送給波導的調制僅僅取決于相對調制強度和MZ的不同部分的長度。
[92]MZ的凈啁啾由下式給出 其中Ftotal，1(f)和Ftotal，2(f)為MZ中兩波導的凈調制響應，作為頻率的函數。頻率依賴性來源于，各個波導沿RF電極長度對具有不同強度的RF信號進行采樣。注意，方程7可以被用于Ftotal，1(f)和Ftotal，2(f)是復數的情況。對于RF和光波之間速度失配的情況，調制響應采用復數值。對于這種情況，方程4和5包括附加乘法因子，以包括速度失配效應。如果速度失配效應足夠小可以被忽略，則方程7中的所有值為實數，進而方程可以被重寫為 其中Fc(f)被定義為 [93]方程5、6和8允許人們生成聯立方程組，其中MZ部分的長度是待定的獨立參數。
[94]對于兩部分式MZ，在設計中僅僅有一個自由度，對應于第一或第二部分的歸一化長度。可利用這個自由度來將啁啾在一個頻率處設定等于零。將兩部分式MZ的方程5、8組合得到方程10、11， L1+L2＝L (11) [95]方程10源于在頻率f1處設定啁啾等于零。方程11只是描述各部分長度之和必須等于總長度L。利用普遍可用的軟件，可對兩個聯立方程組進行數值求解。求解變量為第一和第二部分的長度。
[96]方程12、13及14描述了三部分式MZ，其在所有頻率上具有零啁啾。
L1+L3＝L2 (13) L1+L2+L3＝L (14) [97]方程12在某一大于零的頻率處將啁啾設置為零。方程13將疇反轉部分的總長度設置等于未反轉部分的長度，從而在為零的頻率(DC)處將啁啾設置為零。方程14將各部分長度的總和設置等于總長度L。可以對這三個聯立方程組進行數值求解。頻率f1可選擇為感興趣的頻率范圍內的任意值，但在此后描述的例子中其被選擇為40GHz。求解變量為三個不同部分的長度。
[98]方程15、16、17和18描述了在所有頻率下具有零啁啾的四部分式MZ。
L1+L3＝L2+L4 (17) L1+L2+L3+L4＝L(18) [99]方程15和16在兩個大于零的頻率處將啁啾設置為零，而方程17將疇反轉部分的總長度設置等于未反轉部分的長度，從而在DC處將啁啾設置為零。方程18將各部分長度的總和設置等于總長度L。可以對這四個聯立方程組進行數值求解。頻率f1和f2可選擇為感興趣的頻率范圍內的任意值，但在此后描述的例子中它們被選擇為20GHz和40GHz。0～40GHz的頻率范圍為感興趣的范圍，因此分別選擇f1和f2處于中段和最大值。求解變量為四個不同部分的長度。
[100]圖49A-49E示出了具有N個部分的零啁啾MZ的方程19-1到19-N，其中N是奇數。方程19-1到19-(N-2)在N-2個都大于零的頻率f1，f2，...fN-2處將啁啾設置等于零。各頻率可選擇為在整個感興趣的頻率范圍內均勻分布，或不均勻分布，以迫使殘余的啁啾在頻帶的某些關鍵部分極低。方程19-(N-1)將疇反轉部分的總長度設置等于未反轉部分的長度，從而在DC處將啁啾設置等于零。方程19-N將各部分長度的總和設置等于總長度L。可對這N個方程進行同時求解。求解變量為N個不同部分的長度。
[101]圖50A-50E示出具有N個部分的零啁啾MZ的方程20-1到20-N，其中N是偶數。與之前所示類似，方程20-1到20-(N-2)在N-2個都大于零的頻率f1，f2，...fN-2處將啁啾設置等于零，而方程20-(N-1)將疇反轉部分的總長度設置等于未反轉部分的長度，從而在DC處將啁啾設置等于零。方程20-N將各部分長度的總和設置等于總長度L。同前，求解變量為N個不同部分的長度。
[102]圖51A-51H示出具有N個部分的MZ的更通用的方程組，其中N是奇數，并且給出了在N-1個頻率處的所需的啁啾。對于這個更通用的方程組，所給定的啁啾可以是非零的。方程21-1到21-(N-2)、圖51A-51C在N-2個頻率都大于零的頻率f1，f2，...fN-2處將啁啾設置等于N-2個給定值。而方程21-(N-1)、圖51D在DC處將啁啾設置為某一給定值。方程21-N、圖51E將各部分長度的總和設置等于總長度L。方程21-(N+1)、21-(N+2)、和21-(N+3)、圖51F-51H確定了依賴于某一特定頻率處所選擇的啁啾值的其它方程中的系數。參數EO1和EO2分別是信號電極和接地電極下的波導的相對調制強度。
[103]與圖51A-51H類似，圖52A-52H示出具有N個部分的MZ的更通用的方程組，其中N是偶數，并且給出了在N-1個頻率處所需的啁啾。方程22-1到22-(N-2)、圖52A-52C在N-2個頻率都大于零的頻率f1，f2，...fN-2處將啁啾設置等于N-2個給定值，而方程22-(N-1)、圖52D在DC處將啁啾設置為某一給定值。方程22-N、圖52E將各部分長度的總和設置等于總長度L。如前，方程22-(N+1)、21-(N+2)、和21-(N+3)確定了圖52F-52H中其它方程的系數。參數EO1和EO2在之前被確定。
[104]圖53A-53H示出了圖51A-51H中所示出的方程的更通用的函數以獲得在N為奇數部分處的任意啁啾。方程53C表達了從21-1到21-(N-2)的N-2個方程的擴展函數。方程53D-53H如同圖51中的一樣，確定啁啾、各長度總和、和其它方程中方程系數。圖53A和53B示出了確定圖53C中所示的方程的系數Fj，0和Fj，i的方程。
[105]類似地，圖54A-54H示出了圖52A-52H中所示出的方程的更通用的函數以獲得在N為偶數部分處的任意啁啾。方程54C表達了從22-1到22-(N-2)的N-2個方程的擴展函數。方程54D-54H同圖52中一樣，確定啁啾、各長度總和、和其它方程中方程系數。圖54A和54B示出了確定圖54C中方程中所示的系數Fj，0和Fj，i的方程。
[106]圖22-48描述了本發明。本發明不同于現有技術的兩個總體特點是(1)MZ各部分的長度彼此不等，以及(2)疇反轉部分的布局并不是完全關于RF電極的中點對稱。通常，對于零啁啾設計，如現有技術零啁啾設計的情況一樣，疇反轉部分的總長度等于未反轉部分的總長度。
[107]交變域部分的長度由前述數值優化來確定。部分的數目越大，能將啁啾設置為零的頻率的數目越大。注意也可以在N-1頻率上將啁啾設置為非零值，或者可以使殘余啁啾在頻帶的所選擇的關鍵部分內極低，甚至在N-1個不同頻率處設置N-1個不同啁啾值，盡管，對一組方程求解以得出隨著頻率的變化而改變的啁啾值通常是困難的。此外，如此后將看到的，針對非零啁啾值的設計對固有啁啾(參數EO1和EO2)的變化和速度匹配的程度更敏感。在所有N-1個頻率處將啁啾設置為零的選擇是最受關注的設計。
[108]圖22示出了三部分式MZ 80，其中部分83、85、87的長度均不相等。歸一化長度L1、L2、和L3分別是0.22、0.50和0.28。歸一化長度是實際長度除以MZ的有效部分的總長度，該總長度等于L1+L2+L3。MZ被電極穿越的部分被忽略，因為其產生的調制可以忽略。注意與現有技術的三部分式MZ 70(其中L1、L2、和L3分別為0.25、0.50和0.25)相比，疇反轉部分85略微偏心。再之，周圍的一對部分L1和L3被布置以使L3長于L1。圖22中的部分83和87的差異為MZ總有效長度的6％。RF信號電極86在部分L1中的RF輸入2處被布置在波導82上，它在部分L2橫跨到在疇反轉區域85內的波導81上，并在部分L3中返回波導82以耦合至RF輸出4。
[109]對于標稱(nominal)設計參數的選擇，繪出了啁啾對頻率的曲線，并且也繪出了某些參數與標稱參數稍微不同情形下的曲線。大多數情況下，與圖9中示出的現有技術的MZ 60相比，對于圖22中示出的MZ 80，啁啾對頻率的曲線更為平坦。例如，圖23示出了圖22中所示的三部分式MZ 80的啁啾對頻率曲線。注意與圖10相比，疇反轉部分的3％的位置偏移提高了啁啾對頻率的平坦性。啁啾的大小在整個頻率范圍內為0.01或更小，而現有技術具有居中的疇反轉部分的三部分式MZ 60在接近40GHz具有0.02的啁啾。圖24和圖25示出在+和-速度偏離情況下的啁啾對頻率的曲線。啁啾的大小在整個頻率范圍內仍是接近0.02或更小，而在現有技術的MZ 60中啁啾在40GHz時接近0.04，如圖12和圖13中所看到的。然而，現有技術的MZ 60在低于20GHz的頻率下不具有更低的啁啾。圖26和圖27分別示出了RF損耗高20％和低20％的情況下的啁啾對頻率的曲線。再次注意啁啾的大小在整個頻率范圍內是0.01或更小，而現有技術MZ 60的啁啾在RF損耗高20％的情況下在40GHz處接近0.03，如圖15中所看到的。圖28和圖29示出了不同固有啁啾(分別為0.8和0.6)的情況下的啁啾對頻率的曲線。啁啾的大小在整個頻率范圍內小于0.01，而現有技術的MZ 60的啁啾在40GHz處接近0.02，如圖17和圖18中所見到的。
[110]圖30A和30B示出了圖22中所示三部分式MZ 80的所接收的I和Q信號中的模擬串擾。注意串擾的大小是大約0.03或更小，該水平相當于圖14中所示的現有技術三部分式MZ 60的串擾。
[111]圖31示出了具有不相等長度的四部分式MZ 90。對應于MZ 90的部分91、92、93、94的歸一化長度L1、L2、L3和L4分別為0.130、0.335、0.370和0.165。部分91、94的長度的差異和部分92、93的長度的差異均為總長度L1+L2+L3+L4的3.5％。圖32示出了具有不相等長度的四部分式MZ 90的啁啾對頻率的曲線。將啁啾在DC、20GHz和40GHz處設定為零。注意，曲線是非常平坦的。在整個頻率范圍上，啁啾為0.01或更小。
[112]圖33-38示出了啁啾對頻率曲線的平坦度對各種參數變化的敏感度。圖33、34分別示出了在RF信號和光信號之間具有+0.05和-0.05速度偏離(ΔNRF)的啁啾對頻率的曲線。在整個頻率范圍上，啁啾的幅值為0.02或更小。這是對現有技術三部分式MZ 60(參見圖12-13)以及對具有不相等長度的三部分式MZ 80(參見圖24-25)的改進。現有技術三部分式MZ 60的啁啾在40GHz處為+0.04，然而，對于低于20GHz的頻率，啁啾非常小。具有不相等長度的三部分式MZ 80的啁啾的幅值絕不會大于0.02，然而在低于20GHz的頻率處，啁啾是明顯的。圖35、圖36分別示出了RF損耗高20％和低20％的情況下的啁啾對頻率的曲線，而圖37、圖38分別示出了不同固有啁啾(0.8和0.6)的情況下的啁啾對頻率的曲線。注意，這些曲線中的任何一條均示出了相對于具有標稱設計(如圖32所示)的啁啾的小變化。在整個頻率范圍上，啁啾的幅值為0.01或更小。這是對現有技術三部分式MZ 60(其中啁啾隨頻率大致呈線性增加，并且在40GHz處等于0.01和0.03之間的數值，參見圖15-18)的明顯改進，以及對具有相等長度的現有技術四部分式設計70(參見圖20，其中啁啾在34GHz處增加到0.08)的引人注目的改進。
[113]圖39A、圖39B示出了具有不相等長度和正速度偏離的四部分式MZ 90的所接收的I、Q信號中的模擬串擾。注意，串擾的幅值為0.01或更小，其小于現有技術中的三部分式MZ 60(參見圖14)或具有不相等長度的三部分式MZ 80(參見圖30)的任一高達0.03的幅值。
[114]一般地，隨著部分數的增加，啁啾對頻率曲線會變得更加平坦。唯一缺陷在于，與電極跨越相鄰波導的位置相對應的無效長度的數量，成為占MZ總長度的更大一部分。看來，具有不相等長度的四部分式MZ具有適當的性能，但是具有更多部分的設計是可行的。
[115]將啁啾設置為非零值的設計也是可行的，可根據應用要求來定制啁啾值。圖40示出了具有不相等長度的四部分式MZ 90的啁啾對頻率的曲線，其中對應于MZ 90中的部分91、92、93、94的歸一化長度L1、L2、L3和L4分別是0.223、0.149、0.563和0.066。對于標稱的參數選擇，在整個頻率范圍上，啁啾值在范圍0.4±0.01內。如前面，單個部分的固有啁啾假定為0.7。圖41和圖42分別示出了RF損耗高20％和RF損耗低20％的情況下的啁啾對頻率的曲線，而圖43、圖44示出了不同固有啁啾(分別為0.8和0.6)的情況下的啁啾對頻率的曲線。啁啾對頻率的曲線顯示RF損耗值被改變時該曲線變化小，然而，啁啾值在固有啁啾改變時啁啾值變化很明顯，其變化百分比近似等于固有啁啾的變化百分比。圖45、圖46分別示出了在RF信號和光信號之間具有+0.05和-0.05速度偏離(ΔNRF)的啁啾對頻率的曲線。無論如何，在大約30GHz處，啁啾值下降到0.3。這種啁啾改變對系統性能的嚴重性取決于應用。無論如何，相對于RF損耗、速度偏離和啁啾這些參數的變化，將在所有頻率上的啁啾設置為零的設計似乎最為穩健(robust)。
表1 N部分式MZ的最佳歸一化長度，假定a01＝0.0311奈培/(cm-(GHz)0.5)，對應于0.27dB/(cm-(GHz)0.5)和0.70的固有啁啾。
表2 N部分式MZ的最佳歸一化長度，假定a01＝0.0518奈培/(cm-(GHz)0.5)，對應于0.45dB/(cm-(GHz)0.5)和0.70的固有啁啾。
[116]表1和表2提供了N部分式MZ的最佳歸一化長度的計算示例，假定a01＝0.0311奈培/(cm-(GHz)0.5)，對應于0.27dB/(cm-(GHz)0.5)(表1)，或者a01＝0.0518奈培/(cm-(GHz)0.5)，對應于0.45dB/(cm-(GHz)0.5)(表2)，并且固有啁啾為0.70。在表1和表2中所示的解決方案中，有一些共有模式。最長部分接近MZ的中間。當從最長部分移動到MZ的輸入或輸出時，該部分單調地變得越來越短。而且，如果將第一部分和第N部分相比較，第N部分較長。對于具有四個或更多部分的MZ，N-1部分比第二部分長。對于具有六個或更多部分的MZ，N-2部分比第3部分長，等等。即使在任何給定設計中不存在兩個相等長度，但對于具有較大數量的部分的MZ，兩長度之間的差異可以為MZ的總有效長度的1％或小于1％。
[117]圖47、圖48描述了調制器100、120，其結合了電極和疇反轉，以獲得如美國專利號6,580,840中所述均衡為零的啁啾對頻率響應。長度為LA和LB的MZ部件A和B對應于在第840號專利的圖4中具有長度L1和L2的補償網絡114之前和之后的部件。補償網絡110為圖47、圖48中的簡單的RF延遲線，其與第840號專利的圖5中所示的RF延遲線類似。圖47和圖48中的調制器100、120使用共面波導(CPW)RF電極124，其具有作為基底的z切割鈮酸鋰(未顯示)，而第840號專利中圖4及圖5中所示的實施例顯示具有x切割鈮酸鋰的共面帶(CPS)RF電極。與前面一樣，圖47和圖48中僅僅示出了信號電極。沒有顯示出CPW電極中的接地電極。
[118]在圖47、圖48中所示的調制器100、120中實現頻率響應扁平化所使用的方法是相對簡單的。MZ部件A在任一頻率處產生大部分調制。MZ部件B在低頻處產生與部件A的調制相對的調制。在某一足夠高的頻率處，由延遲線110所引起的相位偏移增加了另外的180度相移，抵消了部件A和部件B之間的調制極性反轉。在低頻處調制的減少和在較高頻率處的調制的增加導致調制器100、120的頻率響應的扁平化。注意，部件B中疇反轉區域中的RF信號電極124，在調制器100中具有長度L6，在調制器120中具有長度L5、L7，其處于相對波導102上，相對于部件A中的疇反轉區域，調制器100、120中的L2、L4。同樣地，對于沒有疇反轉的區域中的電極定位，其在調制器100中具有長度L1、L3、L5和L7，在調制器120中具有長度L1、L3、L6，選擇電極定位在相對于部件A的部件B的相對波導104中，以使部件B中的調制在低頻處抵消部件A中產生的調制的某一部分。疇反轉的使用可實現如圖47和圖48中所示的兩種不同設計變量100、120。在圖47中，部件B中的長度為L6的第二部分具有疇反轉，而在圖48中，部件B的長度為L5的第一部分和長度為L7的第三部分具有疇反轉。
[119]使用第6,580,840專利的均衡設計的應用中的一個問題是非零啁啾。通過將前面所討論的域及電極反轉設計規則應用到彼此獨立的部件A和B，可以實現啁啾接近零。具體地，MZ的部分數量，例如，等于或大于2，對于部件A和B不必是相同的。部件A可需要更多部分，因為它產生大部分的調制。圖47和圖48示出了部件A的四部分式MZ設計，以及部件B的三部分式MZ設計。很可能的，部件A或B至少需要三部分，因為兩部件設計在某些頻率處產生明顯的啁啾。
[120]為了闡明圖47、圖48中所示的結構的設計過程，對于具有不相等長度的四部分式MZ，同樣地將長度L1、L2、L3和L4歸一化到長度LA，也就是如前所限定的，歸一化到長度LA的長度L1、L2、L3和L4分別是0.130、0.335、0.370和0.165。類似地，對于帶有不相等長度的三部分式MZ，同樣地將長度L5、L6和L7歸一化到長度LB，也就是如前所限定的，歸一化到長度LB的長度L5、L6和L7分別是0.22、0.50和0.28。因此，MZ部件A、B在所有頻率處彼此獨立地產生接近零的啁啾。因而，所有頻率處的全部結構的凈啁啾也接近零。注意，對于RF和光學速度相匹配的情況，這些設計將在整個頻率范圍上具有最低的啁啾量值。第6,580,840號專利中所述的設計方案能夠調節大量速度偏離，以實現改善的調制效率；然而，大量速度偏離很可能引起在一些頻率處啁啾值明顯大于速度匹配的情況中的啁啾值。因此，對于圖47、48中所示的設計，很可能在總體的調制效率和在所有頻率上啁啾等于零的程度之間存在某種權衡。
[121]上面所述的本發明的實施例僅僅是為了說明的目的。因此，本發明的范圍僅僅由所附的權利要求的范圍來限定。
權利要求
1.一種馬赫-曾德爾光調制器，其包括
光電材料基底，其包含具有交變域結構的多個區域；
馬赫-曾德爾MZ光電波導干涉儀，其形成在所述基底上且具有兩個光波導臂，所述波導臂具有一定的長度以包含至少四個交變域結構區域；
RF信號電極，其包括RF輸入端和RF輸出端，以及具有至少四部分，各個部分具有大致上對應于所述基底中的所述交變域結構區域的長度，所述RF信號電極被定位在兩個光波導臂的部分上以使所述信號電極在各個交變域結構區域的邊界處從一個光波導臂跨至另一光波導臂上；
所述至少四個RF信號電極部分的長度被預先確定，以近似獲得在被優化的頻率帶上的恒定的啁啾對頻率常數，以使
所述部分包含非對稱設置在RF輸入端和RF輸出端之間且由一個或多個周圍部分對所包圍的中心部分或中心部分對，所述周圍部分對包含最里面的周圍部分對，所述最里面的周圍部分對包括與所述中心部分或中心部分對相鄰的兩個部分，以及與最里面的周圍部分對相鄰的兩個部分從最里面向外移動到位于所述RF輸入端和所述RF輸出端的最終的最外面對，所述周圍對具有彼此相等或不相等的長度，以使靠近所述RF輸出端的部分比靠近所述RF輸入端的部分長，所述周圍部分對的長度從所述最里面的周圍對減少至所述最外面的周圍部分對。
2.如權利要求1中所限定的馬赫-曾德爾光調制器，其中所述基底包括鈮酸鋰、鉭酸鋰或光電聚合物。
3.如權利要求2中所限定的馬赫-曾德爾光調制器，其中所述基底包括z切割鈮酸鋰。
4.如權利要求3中所限定的馬赫-曾德爾光調制器，其中所述交變區域結構包括疇反轉部分、疇未反轉部分，以及所述疇反轉部分的總長度等于所述疇未反轉部分的總長度，以在低頻處提供零啁啾。
5.如權利要求4中所限定的馬赫-曾德爾光調制器，其中所述調制器在小于5伏特下起作用，優選在小于4伏特下起作用，更優選在小于3伏特下起作用。
6.如權利要求1中所限定的馬赫-曾德爾光調制器，其中所述MZ包括在雙并聯MZ調制器中的內MZ，所述雙并聯MZ調制器包含設置在外MZ的并行臂中的一對匹配內MZ。
7.如權利要求6中所限定的馬赫-曾德爾光調制器，其中每個內MZ包括一個四部分式MZ。
8.如權利要求7中所限定的馬赫-曾德爾光調制器，其中所述中心部分或中心對被非對稱地設置在所述內MZ波導臂的所述長度上，以及所述周圍部分對具有不相等的長度。
9.如權利要求6中所限定的馬赫-曾德爾光調制器，其中每個內MZ包括一個五部分式MZ。
10.如權利要求1中所限定的馬赫-曾德爾光調制器，其中所述MZ包括長度為LA的部件A和長度為LB的部件B以及在二者之間的RF延遲線，以使所述部件B在低頻處產生與部件A相對的調制，
以及，所述RF電極在所述部件A中包含至少四個部分，以使所述部分包含被非對稱地設置在RF輸入端和所述RF延遲線之間以及由一個或多個周圍部分對所圍繞的的中心部分或中心部分對，所述周圍部分對包含最里面的周圍部分對，所述最里面的周圍部分對包括與所述中心部分或中心部分對相鄰的兩部分，以及與最里面的周圍部分對相鄰的兩個部分從最里面向外移動至位于所述RF輸入端和RF延遲線的最后的最外面對，所述周圍對具有彼此相等或不相等的長度，以使靠近所述RF延遲線的部分比靠近所述RF輸入端的部分長，所述周圍部分對的長度從所述最里面的周圍對減少至所述最外面周圍部分對；
和，所述RF電極包括在部件B中的至少三個部分，以使所述部分包含被非對稱地設置在RF延遲線和RF輸出端之間并且由一個或多個周圍部分對所包圍的中心部分或中心部分對，所述周圍部分對包含最里面的周圍部分對，所述最里面的周圍部分對包括與所述中心部分或中心部分對相鄰的兩部分，以及與最里面的周圍部分對相鄰的兩個部分從最里面向外移動到位于所述RF延遲線和所述RF輸出端的最后的最外面對，所述周圍對具有彼此相等或不等的長度，以使靠近所述RF輸出端的部分比靠近所述RF延遲線的部分長，所述周圍對的長度從所述最里面的周圍對減少至所述最外面的周圍部分對；以及
相對于部件A中的疇反轉區域，部件B中的疇反轉區域中的RF信號電極位于相對的波導上。
11.如權利要求10中所限定的馬赫-曾德爾光調制器，其中對部件A中的所述各個部分的所述長度進行選擇以在優化頻帶上提供接近恒定為零的啁啾對頻率常數，以及對部件B中的所述各個部分的所述長度進行選擇以在優化頻帶上提供恒定為零的啁啾對頻率常數。
12.在包括具有RF信號電極的馬赫-曾德爾的光調制器中，所述RF信號電極包含在光電基底上被定位在交變域結構中的至少四個部分，以及包含被非對稱地設置在周圍部分對之間的中心部分或部分對，一種計算所述RF信號電極的所述各個部分的長度的方法，以在優化頻帶上提供恒定的啁啾對頻率響應，該方法包括以下步驟
-計算RF損耗
-選擇對應于起始部分數的整數N；
-從DC到感興趣的最大頻率中選擇N-2個獨立頻率值(fj)；
-求解整數N的方程組
(C)
對于j＝1，2，...N-2
對于奇數N，以使
(A)
(B)
(D)C1(0)(L1+L3+...+LN)＝C3(0)(L2+L4+...+LN-1)
(E)L1+L2+L3+...+LN＝L
(F)C1(f)＝EO1-FC(f)EO2
(G)C2(f)＝(1+FC(f))(EO1-EO2)
(H)C3(f)＝FC(f)EO1-EO2
對于偶數N，以使
(A)Fj，0＝C1(fj)+C3(fj)exp(-α(fj)L)
(B)
(D)C1(0)(L1+L3+...+LN-1)＝C3(0)(L2+L4+...+LN)
(E)L1+L2+L3+...+LN＝L
(F)C1(f)＝EO1-FC(f)EO2
(G)C2(f)＝(1+FC(f))(EO1-EO2)
(H)C3(f)＝FC(f)EO1-EO2
如果所計算出的啁啾的變化大于所選擇的變化值，那么增大整數N并且對增大的數值N的方程組求解；
如果所計算出的啁啾的變化仍然大于所選擇的變化值，那么重復使N增大，直至所計算出的啁啾的變化等于或小于所選擇的變化值。
全文摘要
本發明涉及一種包括馬赫-曾德爾的外部光調制器，該馬赫-曾德爾包括信號電極，該信號電極包含在光電基底中被定位在交變域結構中的至少四個彼此長度不相等的部分，以及包含被非對稱地設置在周圍部分對之間的中心部分或中心部分對。周圍部分對包括與中心部分或部分對相鄰的兩個部分，與前面的周圍部分對相鄰的兩個部分中的每一部分從中心向外移動到位于RF輸入端2和RF輸出端4的最終的最外面對L1和LN。在各對中，各部分的長度是相等的，或者靠近RF輸出端4的部分的長度比靠近RF輸入端2的部分的長度長。周圍部分對的長度從最里面的部分對減少至最外面的對。對于零啁啾結構，對各部分的長度進行選擇，以保持疇反轉和疇未反轉部分的長度相等。本發明已經發現，可以獲得對于所有頻率的恒定啁啾方案。
文檔編號G02F1/03GK101403840SQ200810161488
公開日2009年4月8日 申請日期2008年10月6日 優先權日2007年10月3日
發明者卡爾·基薩, 格雷戈里·J.·麥克布賴恩 申請人:Jds尤尼弗思公司