專利名稱：為顯示器象素電壓補償的放大器的制作方法
概括地說本發明涉及用于顯示器件的驅動電路，更具體地說，涉及一種用來將亮度信號加到諸如液晶顯示器(LCD)的顯示器件的象素上的系統。
顯示器件，諸如液晶顯示器，是由一個排列成水平行和垂直列的象素陣列或矩陣組成的。要顯示的視頻信息作為高度(灰度)信號加到數據線，數據線各自與每一列象素相關。依次對各行象素掃描并將被激勵的行內的象素的電容根據加到各個列的亮度信號的電平充電到各種亮度電平上。
在一個有源矩陣顯示器中，每個象素元件包括一個將視頻信號加到象素的開關器件。通常，開關器件是一個薄膜晶體管(TFT)，它接收來自固態電路的亮度信息。因為TFT和固態電路兩者都由固態器件組成，所以最好利用非晶硅或多晶硅工藝同時制造TFT和驅動電路。
液晶顯示器是由一個夾在兩襯底之間的液晶材料組成的。至少一個、通常兩個襯底，是透光的。而相對于液晶材料的襯底的表面支承以一個形成各個象素元件的模式排列的透明導電電極模式。可能要求在襯底上和沿顯示器的周圍與TFT一起制造驅動電路。
已經有制造液晶顯示器的成熟的非晶硅工藝，因為這種材料可以在低溫下制造。制造溫度低是重要的，因為這可允許使用標準的現成的和便宜的襯底材料。然而，在集成的外圍象素驅動器中使用非晶硅薄膜晶體管(a-Si TFTs)則因為低遷移率，門限電壓漂移和只有N-MOS增強型晶體管可提供而受到限制。
在Plus等人的題為“System for Applying Brightness Signals To ADisplay DeviceAnd Comparator therefore”的美國專利No.5，170,155中描述了一種LCD的數據線或列驅動器。Plus等人的數據線驅動器作為斬波斜坡放大器工作和使用TFT。該數據線驅動器響應于包含圖象信號的信息，以及產生給定列數據線的象素電壓。
不利的是，對于輸入電壓的給定電平，這種數據線驅動器的輸出電壓可能按數據線驅動器的工作時間(hours)的函數變化。之所以這樣是因為例如數據線驅動器的輸出晶體管中的柵源電壓會在這種TFT中產生應力(stress)。TFT中的應力引起數據線的這種TFT中的門限電壓漂移及遷移率下降。為此需要對數據的輸出電壓的趨向進行補償，以按應力的結果變化。
根據發明特征，提供了表示與數據線驅動器的輸出電壓變化相關的應力的信號。表示輸出電壓相關應力的信號耦合到數據線驅動器，用以根據表示輸出電壓相關應力的信號以減少輸出電壓變化的方式使各數據線驅動器的輸出電壓變化。
體現本發明一個方面的視頻設備包括一個視頻信號源，用以在以列配置的顯示器件的象素中產生包含圖象信息的信號。多個數據線驅動器響應于視頻信號，用以將視頻信號加到各象素。多個數據驅動器中給定的數據線驅動器耦合到與對應列象素相關的對應數據線，用以在數據線上產生由對應部分的視頻信號所確定的值的輸出信號。仿真數據線驅動動器用來產生控制信號，控制信號耦合到多個數據線驅動器中的每一個，周以控制多個數據線驅動中每一個的輸出信號。對于視頻信號部分的給定值，給定數據線驅動器的輸出信號改變工作壽命的傾向是由控制信號以減少每個數據線驅動器的輸出信號變化的方式予以補償的。
圖1表示體現本發明一個方面的液晶顯示裝置的方框圖，這種液晶顯示裝置包括信號分離器和數據線驅動器；圖2更詳細地示出圖1中的信號分離器和數據線驅動器；圖3a-3h表示了用來解釋圖2中的電路的工作原理的波形；以及圖4示出了體現發明特征、用以控制圖1的多路信號分離器和數據線驅動器各自的增益的增益補償裝置。
在圖1中，包括信息分離器和數字線驅動路100，模擬電路11接收表示例如來自天線12的待顯示圖象信息的視頻信號。模擬電路11在線路13上提供視頻信號，作為模數據轉換器(A/D)14的輸入信號。
來自模擬電11的電視信號要顯示在液晶陣列16上。液晶陣列16由許多象素元件所組成，例如排列成水平方向m＝560行和垂直方向n＝960列的液晶元16a，液晶陣列16包括n＝960列的數據線17，液晶元16a的每個垂直列各有一條，以及m＝560的選擇線，液晶元16a的每個水平行各有一條。
A/D轉換器14包括輸出母線19，向具有40組輸出線22的存儲器21提供亮度電平或灰度碼。存儲器21的各組輸出線22將所存儲的數字信息加到對應的數(D/A)轉換器23。有40個D/A轉換器23分別對應于40組輸出線22。給定的D/A轉換器23的輸出信號IN經過對應的線路31耦合到對應的信號分離器和數據線驅動器100，后者驅動對應的數據線17。選擇線掃掠器60在線路18上產生行選擇信號，用來以傳統的方式選擇陣列16的給定行。在32微秒的行時間內把在960條數據線17上所產生的電壓加到選定行的象素16a上。
給定的信號分離器和數據線驅動器100采用斬波斜坡放大器(圖1中未詳細示出)，其輸入電容低，例如小于1pf，以存儲對應的信號IN，且將所存儲的輸入信號IN傳送給對應的數據線17。各數據線17接到560行象素元件16a，后者形成例如20pf的容性負載。
圖2詳細地例示信號分離器和數據線驅動器100中給定的一個。圖3a-3h例示用來解釋圖2電路的工作原理的波形。圖1、圖2和圖3a-3h中相同的符號和編號表示相同的元件或功能。圖2中信號分離器和數據線驅動器100的所有晶體管都是N-MOS型TFT。因此，它們最好能與圖1中的陣列16一起形成一個集成電路。
在圖中2的信號線31上對視頻信號進行采樣之前，對在電容器C43的端了D上產生的電壓進行初始化。為了對在電容器C43上形成的電壓進行初始化，D/A轉換器23在線路31上產生預定電壓，例如視頻信號IN的最大或滿標電壓。當在晶體管MN1的柵極上出現圖3a中的控制脈沖PRE-DCTRL時，晶體管MN1就把線路31上的初始電壓加到電容器C43上。這樣在每個象素更新周期之前，電容器C43上的電壓保持相同。在脈沖PRE-DCTRL之后，信號IN就改變，而包含用于當時的象素更新周期的視頻信息。
圖2中的信號分離器32的分離器晶體管MN1對在信號線路31上所產生的包含視頻信息的模擬信號IN進行采樣。采樣信號存入信號分離器32的采磁電容器C43內。對線路31上所產生的圖1中的一組40個信號IN的采樣是在對應脈沖信號DCTRL(i)控制下連續發生的。如圖3a中所示的那樣，在順著t5a-t20的時間間隔期間，24個脈沖信號DCTRL(i)是連續發生的。圖2中的各脈沖信號DCTRL(i)控制對應的一組40個信號分離器32的信號分離工作。960個象素的全部信號分離工作發生于圖3的時間間隔t5a-t20。
為了有效地利用時間，采用兩級流水線周期。如上所述，信號IN在t5a-t20期間被信號分離并被儲存在圖2的960個電容器C43中。在圖3d的時間間隔t3-t4期間，在圖3a的任何一個脈沖PRE-DCTRL和24個脈沖信號DCTRL出現前，圖2的每個電容器C43在當圖3d的脈沖信號DXFER出現時通過晶體管MN7被耦合到電容器C2。于是，一部分儲存在電容器C43中的信號IN被傳送到圖2的電容器C2和生成一個電壓VC2。在時間間隔t5a-t20期間，當圖3a的脈沖信號DCTRL出現時，如下面要解釋的，圖2的電容器C2中的電壓VC2通過相應的數據線17被加到陣列16。于是，信號IN通過兩級流水線加至陣列16。
基準斜坡發生器33在輸出導線27上提供一個基準斜坡信號REF-RAMP。導線27例如被公共耦合到每個信號分離器和數據線驅動器100的圖2的每個電容器C2的E端。電容器C2的A端組成了比較器24的輸入端。圖1的數據斜坡發生器34通過一條輸出線28提供一個數據斜坡電壓DATA-RAMP。在圖2的信號分離器和數據線驅動器100中，晶體管MN6將電壓DATA-RAMP加到數據線17，以產生一個電壓VCOLUMN。根據在行選擇線18中產生的行選擇信號來確定加有電壓VCOLUMN的行。在例如美國專利N.4,766,430和4,742,346中描述了一種采用移位寄存器例如在線路18上產生選擇信號的顯示器件。晶體管MN6是一個具有柵極的TFT，該柵極通過導線29耦接到比較器24的輸出端C。來自比較器24的輸出電壓VC控制晶體管MN6的導通時間間隔。
在每個象素更新周期中，在加比較器24的電壓VC到晶體管MN6來控制晶體管MN6的導通時間間隔之前，比較器24自動地校正或調節。在時間t0(圖3b)信號PRE-AUTOZ使晶體管MN10導通，從而將電壓VPRAZ加到晶體管MN5的漏極和晶體管MN6的柵極。這個用VC標志的存儲在例如以虛線表示的晶體管MN6的源-柵極之間的電容C24之類的雜散電容上的電壓，使晶體管MN6導通。當晶體管MN10預充電電容C24時晶體管MN5不導通。
在圖3b的時刻t1，脈沖信號PRE-AUTOZ終止而晶體管MN10截止。在時刻t1一個脈沖信號AUTOZERO被加到連接在晶體管MN5的柵極和漏極之間的晶體管MN3的柵極，以將晶體管MN3導通。同時，圖3g的脈沖信號AZ被加到晶體管MN2的柵極，以導通晶體管MN2。當晶體管MN2導通時，通過晶體管MN2將電壓Va送到耦合電容器C1的A端。晶體管MN2在A端以電壓Va的電平產生電壓VAA，用來在A端建立一個比較器24的觸發電平。比較器24的觸發電平等于電壓Va。電容器C1的第二端B耦接到晶體管MN3和MN5的柵極。
導通的晶體管MN3平衡了在晶體管MN5的柵極和漏極之間的，在C端的電荷，并在B端，在晶體管MN5的柵極產生柵極電壓VG。最初，電壓VG超過晶體管MN5的門限電平VTH，并使晶體管導通。在脈沖信號AUTOZERO期間，晶體管MN5的導通使得在B和C端的電壓各自減少，直到它們的電壓都變得等于晶體管MN5的門限電平VTH。當在A端的電壓VAA等于電壓Va時，在B端的晶體管MN5的柵極電壓VG處在其門限電平VTH上。在圖3c和3f的時刻t2，圖2的晶體管MN3和MN2截止而比較器24被校正或調整。因此，圖2中比較器24的觸發電平相對于輸入端A等于Va。
如上所述，在晶體管MN7的柵極產生的，始于時刻t3的脈沖信號DXFER將信號分離器32的電容器C43經由A端與電容器C2相耦接。因此，在電容器C2中產生的電壓VC2正比于在電容器C43中的采樣信號IN的電平值。信號IN的值使得在脈沖信號DXFER期間，在A端產生的電壓VAA小于比較器24的觸發電平Va。因此，比較器晶體管MN5在緊接時刻t3后保持非導通。在電壓VAA和等于電壓Va的比較器24的觸發電平之間的電壓差由信號IN的值所確定。
當A端的電壓VAA超過電壓Va時，晶體管MN5導通。另一方面，當A端的電壓VAA不超電壓Va時，晶體管MN5不導通。比較器的24的自動校正或調整可補償例如在晶體管MN5中的門限電壓漂移。
圖2的脈沖RESET的波形和定時類似于圖3c的脈沖信號AUTOZERO。脈沖電壓RESET被耦合到與晶體管MN6并聯連接的晶體管MN90的柵極，從而導通晶體管MN9。當晶體管MN9導通時，它在線路17上和在選擇行的圖1的象素元件16a建立電壓VCOLUMN的一個預定的初始條件。在象素元件16a建立初始條件的優點是防止以前儲存的包含在象素元件16a的電容中的圖象信息在圖3b-3g的當前更新周期影響象素電壓VCOLUMN。
晶體管MN9在時刻t6以前以信號DATA-RAMP的靜態電平(inactive level)VIAD建立電壓VCOLUMN。與數據線17相關的電容C4緊接晶體管MN10導通之后在時間間隔t0-t1期間對信號DATA-RAMP的靜態電平VIAD進行了部分的充放電。在脈沖信號AUTOZERO期間，晶體管MN6的柵級電壓VC被降到晶體管MN5的門限電壓。因此，晶體管MN6基本上截止。當晶體管MN9導通時，在時間間隔t1-t2期間，電容C4有力地進行充放電。利用晶體管MN9和晶體管MN6來建立電壓VCOLUMN的初始條件的好處是可減少晶體管MN6的門限電壓的漂移。晶體管M6的門限電壓的漂移減少的原因是晶體管MN6的激勵時間要比如果必須單獨來建立電壓VCOLUMN的初始條件的話要短。
晶體管MN6設計得具有同樣的參數和應力，因此，具有與晶體管MN5一樣的門限電壓漂移。因而，其優點是晶體管M6的門限電壓漂移可跟蹤晶體管MN5的門限電壓漂移。
在下面要討論的兩個工作模式中的一個模式中，晶體管MN5的源極電壓Vss等于0伏。另外，在時間間隔t2-t4期間等于信號DATA-RAMP的靜態電平VIAD的電壓VCOLUMN等于1伏。在C端的晶體管MN5的漏極電壓VC在時刻t5以前等于晶體管MN5的門限電壓VTH。由于前述跟蹤，晶體管MN5的門限電壓VTH的變化使晶體管MN6的柵-源電壓保持在比晶體管MN6的門限電壓小1伏的電平上。發生1伏的電壓差的原因是在晶體管MN5和MN6的源極之間有1伏的電位差。
圖3h的脈沖電壓C-BOOT通過圖2的電容C5容性耦合到晶體管MN6柵極的C端則比較好。電容器C5和C24組成了一個分壓器。電壓C-BOOT的值選成使得柵極電壓VC相對于在脈沖AUTOZERO期間所產生的電平增加一個足以保持晶體管MN6導通的預定小的量。如上所述，晶體管MN5在圖3d的時間t3之后是不導通的。于是，在5V量級的電壓VC的預定的增加是由相對于電壓C-BOOT在C端形成的電容器分壓器確定的。電壓VC的增加與門限電壓VTH無關，因此，晶體管MN5或MN6的門限電壓漂移在工作壽命內不會影響由電壓C-BOOT產生的電壓的增加。這樣，在工作壽命內當電壓VTH可能顯著增加時，晶體管MN6在圖3f的t6的時刻以前以小的激勵保持導通。
晶體管MN5的電壓VTH的任何門限電壓漂移將會引起在C端的電壓VC的同樣變化。假定晶體管MN6的門限電壓跟蹤晶體管MN5的門限電壓。因此，電壓C-BOOT不必補償晶體管MN6的門限電壓的漂移。這導致不管晶體管MN5和MN6的任何門限電壓漂移，晶體管MN6都由電壓C-BOOT導通。于是，晶體管MN5的門限電壓變化補償晶體管MN6的門限電壓變化。
電壓C-BOOT的容性耦合使得可采用在C端的晶體管MN6的柵極電壓VC，后者處在一個只是比晶體管MN6的門限電壓稍大、例如比晶體管MN6的門限電壓大5V的電平上。因此，晶體管MN6并不顯著受到應力。通過避免對晶體管MN6的柵極的過大激勵電壓，其好處是在工作壽命期間可能發生的晶體管MN6的門限電壓的漂移比在晶體管MN6用大激勵電壓激勵時顯著減小。
在圖3h的時間間隔t5-t7期間，電壓C-BOOT是以斜坡形產生的。電壓C-BOOT的相對慢的上升時間有助于減少對晶體管MN6的應力。晶體管MN6的柵極電壓慢慢的增加使晶體管MN6的源極充電，使得柵極-源極電位差在較長周期內保持比較小。時間間隔t5-t7的長度為4微秒。通過保持間隔t5-t7長度長于2微秒，或近似圖2f的信號DATA-RAMP的間隔t6-t8的長度的20％，其好處是使得在晶體管MN6的柵極-源極之間的電壓差在一個相當長的周期內被減少。因此，減少了TFT MN6的應力。
在圖3e的時刻t4，基準斜坡信號REF-RAMP開始升坡。信號REF-RAMP被耦合到遠離比較器24的輸入端A的圖2的電容器C2的E端。結果，比較器24的輸入端A上的電壓VAA等于斜坡信號REF-RAMP的電壓和電容器C2產生的電壓VC2之和。
時間t6之后，被耦合到晶體管MN6的漏極的數據斜坡電壓DATA-RAMP開始升坡。由于晶體管MN6的柵極-源極和柵極-漏極的雜散電容耦合到C端的反饋，在C端的電壓將足以調節晶體管MN6對數據斜坡信號DATA-RAMP的所有值都導通。在時刻t4后，只要A端的斜坡電壓VAA未達到等于比較器24的電壓Va的觸發電平，晶體管MN5保持非導通而晶體管MN6保持導通。只要晶體管MN6是導通的，斜坡電壓DATA-RAMP通過晶體管MN6被耦合到列數據線17用來增加數據線17的電位VCOLUMN，因此，增加加到選擇行的象素電容CPIXEL的電位。斜坡電壓VCOLUMN通過例如電容24的容性反饋，只要如前所述晶體管MN5在C端呈現高阻抗，就可使晶體管MN6保持導通。
在圖3e的信號REF-RAMP的升坡部分500期間，在A端的和電壓VAA超過比較器24的觸發電平Va，晶體管MN5成為導通。而晶體管MN5在升坡部分500期間變成導通的瞬間由信號IN的值所決定。
當晶體管MN5導通時，晶體管MN6的柵極電壓VC減少而使晶體管MN6截止。結果，在晶體管MN6截止前發生的電壓DATA-RAMP的最后值保持不變或被儲存在象素電容CPIXEL中直到下一個更新周期為止。用這種方式，完成當前更新周期。
為了防止圖1的液晶陣列16的極化，將圖中未示出的陣列的所謂背面或公共面保持在一個常電壓VBACKPLANE。信號分離器和數據線驅動器100在一個更新周期里產生電壓VCOLUMN，其極性處在相對于電壓VBACKPLANE的一個極性，而在另一個更新周期則極性相反而大小相同。為了獲得交變的極性，產生的電壓DATA-RAMP的范圍在一個更新周期中是1伏-8.8伏，而在另一個更新周期中是9伏-16.8伏。然而，電壓VBACKPLANE則建立在該兩個范圍之間的中間電平上。因為需要以兩個不同的電壓范圍產生電壓DATA-RAMP，所以信號或電壓AUTOZERO，PREAUTOZ，Vss和RESET有兩個在交替的更新周期里根據電壓DATA-RAMP建立的范圍變化的不同的峰值電平。
圖4例示體現本發明一個方面的輸出電壓補償電路。圖1、2、3a-3h和4中相同的符號和編號表示相同的元件或功能。圖4中的電路300包括與圖1和2中信號分離器和數據線驅動器100相似的調節或仿真信號分離器和數據線驅動器100′，其差別下文會加以敘述。圖4中的電路300補償例如與圖1的電壓VCOLUMN變化相關的應力。電壓VCOLUMN的變化例如可能是由晶體管MN6的門限電壓的變化所引起的。
圖4中的仿真信號分離器和數據線驅動器100′驅動圖1的陣列16中的仿真數據線17′。數據線17′是為輸出電壓補償目的而不是為顯示目的而配置的。因此，由數據線17′所控制的陣列16的象素16a(未示出)不必產生使用者看得見的圖象。
信號分離器和數據線驅動器100的視頻信號IN的電壓范圍在0V-10V之間。圖1-4中信號分離器和數據線選擇器100′的輸入信號IN′選為近乎圖1的視頻信號IN的中間范圍的例如5V的恒定直流電平。結果，圖4中仿真信號分離器和數據線驅動器100′的輸出電壓VCOLUMN′接近圖1的電壓VCOLUMN的中間范圍。
圖4中的信號分離器和數據線驅動器100 ′的電壓VCOLUMN′經傳統的傳輸門合到采樣電容器C1，傳輸門由一對晶體管MN和MP所組成。晶體管MN和MP的柵極端分別由在圖3f的時間t10所發生的互補信號SAMP和SAMP′所控制。這樣，圖4中電容器C1上的采樣電壓VC1表示圖1中處于信號IN的中間范圍的各信號分離器和數據線驅動器100的電壓VCOLUMN的值。假定與電壓VCOLUMN的變化相關的應力與圖4中電壓VCOLUMN的近乎相同。
電壓VC1經單位增益同相放大器301耦合到反相放大器304。電阻器R3將放大器301耦合至運算放大器302的反相輸入端305。放大器302包含在具有近乎單位增益的反相、閉環放大器304。放大器302的輸出端303經反饋電阻器R4耦合至端子305。基準電壓REF經過由電阻器R1和R2所組成的分壓器耦合至放大器302的同相輸入端306。因此，在端子306上產生電壓VREF，它使放大器302的輸出端303上建立電壓Va的電平。
放大器304起反相放大器的作用。放大器304產生電壓Va，電壓Va耦合到圖1的各信號分離器和數據驅動器100的比較器24。另一方面，當電壓VCOLUMN′變化時，控制元件的觸發電平的信號分離器和數據線驅動器100′的電壓Va′不發生變化。因此，電壓Va建立起圖1中的各信號分離器和數據線驅動器100的圖2的比較器24的觸發電平，但是信號分離器和數據驅動器100′的不受影響。
電壓VREF在圖1的信號分離器和數據線驅動器100和100′的工作壽命開始時產生電壓Va的預定值。對于信號IN的給定值，信號分離器和數據線驅動路100在工作壽命開始時產生電壓VCOLUMN的對應值。由于應力的結果，例如在圖1的信號分離器和數據線驅動器100的工作壽命的周期出現后，就可能發生降級。降級可能發生于圖1的信號分離器和數據線驅動器100和100′的TFT，例如發生于圖2的晶體管MN6。
假定這種降級往往會產生圖4中的電壓VCOLUMN′的電壓變化ΔV，這種電壓變化是與工作壽命開始時產生的電壓VCOLUMN′的值相關的。因此，電壓Va將會改變電壓變化ΔV的相同量，但方向相反。
根據發明特征，電壓Va的電壓變化ΔV在圖1的各信號分離器和數據線驅動器100中的電壓VCOLUMN引起近乎相同的補償電壓變化ΔV，但方向相反。電壓Va的變化補償晶體管MN6的門限電壓的變化，使得在延長的工作壽命期間各電壓VCOLUMN基本上保持不受晶體管MN6的門限電壓的變化的影響。這樣，不管晶體管MN6門限電壓的變化，象素的亮度和色彩都不會降級。因此，就有在工作壽命期間不需要手動調節的優點。
當信號IN處于圖2中的信號IN的中間范圍時，電壓Va的變化就提供接近理想的補償。在信號IN的所有其它電平下，圖4的電路300產生與中間范圍內的電壓Va的近乎相同的電壓變化ΔV。因此，圖4中的電路300產生圖2中的比較器24的補償電壓的變化。由于對于信號IN的任何電平，晶體管MN6的門限電壓的變化往往引起電壓VCOLUMN的相同變化，所以產生了相同的補償電壓變化。這樣，將電壓變化ΔV的反向相同值加到電壓Va上就能在整個工作壽命期間使電壓VCOLUMN保持一致。
圖4中電路300包括晶體管MP和MN以及放大器301和302的那部分可以形成于LCO的玻璃的外部。因此它可以用傳統的晶體管構成，這些傳統晶體管不經受門限電壓漂移和應力的影響。信號分離器和數據線驅動器100′則可以形成于LCD的玻璃上。
權利要求
1.一種視頻設備，用以在以列配置的顯示器件的象素中產生包含圖象信息的信號，所述視頻設備包括一個視頻信號源；及多個響應于所述視頻信號用以將所述視頻信號加到所述象素上的數據線驅動器，所述多個數據線驅動器中給定的數據線驅動器耦接到與所述象素的對應列相關聯的對應數據線，用來在所述數據線上以由所述視頻信號的對應部分所確定的值產生輸出信號；其特征在于用以產生控制信號的仿真數據線驅動器，該控制信號與所述多個數據線驅動器的每一個相耦合，用以控制所述多個數據線驅動器的每一個的輸出信號，以致對于所述視頻信號部分的給定值，所述控制信號以減少各所述數據線驅動器的所述輸出信號的所述變化的方式補償所述給定數據行驅動器的所述輸出信號改變工作壽命的傾向。
2.根據權利要求1的設備，其特征在于，所述仿真數據線驅動器響應處于固定基準電平的輸入信號。
3.根據權利要求2的設備，其特征在于，所述基準電平選為所述視頻信號的近乎中間范圍。
4.根據權利要求1的設備，其中，所述多個數據線驅動器的每一個包括比較器，其特征在于所述控制信號改變所述比較器的觸發電平。
5.根據權利要求4的設備，其特征在于，所述仿真數據線驅動器包括比較器，該比較器的觸發電平不受所述控制信號的影響。
全文摘要
一種液晶顯示器件包括以列和行排列的象素。數據線驅動器響應于視頻信號，分別在對應于各列的數據線上產生輸出信號。配置了調整數據線驅動器。調整數據線驅動器響應于處于視頻信號中間范圍的恒定的基準直流信號。調整數據線驅動器的輸出信號以負反饋的方式耦合到其它數據線驅動器，用以補償其它數據線驅動器中的輸出信號變化。
文檔編號G09G3/36GK1135626SQ96102948
公開日1996年11月13日 申請日期1996年3月5日 優先權日1995年3月6日
發明者A·G·F·丁瓦爾, S·懷斯布羅德 申請人:湯姆森多媒體公司