專利名稱：偏轉電路之緩慢接通的制作方法
技術領域：
本發明系關于一種電視接收機或其他同類顯示裝置的陰極射線管之偏轉電路。
用于各種彩色電視接收機中之一般水平偏轉電路，包括一水平振蕩器，該水平振蕩器經由具有耦合至偏轉電路輸出級的輸出晶體管控制端的變壓器之驅動器或驅動級而加以耦合。該驅動級更包括一具有初級與次級繞組之耦合變壓器。在給定的偏轉周期的一部分掃描時間間隔期間，儲存在耦合變壓器中之磁能以回掃方式產生一繞組電流，該電源流動于耦合變壓器之次級繞組中而在輸出晶體管中形成正向基極電流，用以驅動偏轉輸出晶體管使之飽和。
在此種水平偏轉輸出級中，一偏轉繞組被耦合至回掃電容而在偏轉周期之回掃時間間隔期間形成一回掃諧振電路。水平輸出晶體管以與來自水平振蕩器輸出之偏轉頻率有關之頻率響應耦合變壓器次級繞組中之電流。輸出晶體管之集電極連接至回掃諧振電路，以在偏轉繞組中產生偏轉電流。回掃變壓器之初級繞組耦接于B+電源電壓與輸出晶體管集電極之間。在一部分時間掃描間隔期間，偏轉電流與回掃變壓器初級電流在輸出晶體管之集電極流動。
因輸出晶體管的切換工作之結果，回掃變壓器次級繞組中所產生之回掃脈沖電壓被加以整流而供至濾波電容器，以產生輸出電源電壓，用以激勵電視接收機之各級。
在某些先有技術之裝置中，為了簡化B+電源應電路，B+電源電壓在等待與的正常運行模式工作期間均會產生。為使輸出晶體管中能有切換工作，自水平振蕩器輸出端產生而加至輸出晶體管基極之電流藉通/斷控制信號之控制而被啟動。該通/斷控制信號系例如自-遙控接收機以啟動輸出晶體管之切換工作方式而提供。當輸出晶體管中之基極電流仍然截止時，在等待工作模式轉變為正常運行工作模式之過渡時間間隔前，每一濾波電容器均完全放電。在過渡時間間隔內的回掃時間期間，已放電之濾波電容器對回掃變壓器形成一重負荷。
假定在上述過渡時間間隔內，輸出晶體管在每一周期時間間隔內均導通，與在運行工作模式中之時間長度相同。此一情形被稱為以大于半個占空因數而導通。在此情形下，尚未完全充電之濾波電容器之重負荷，在輸出晶體管導通時的每一周期之部分時間可能在輸出晶體管中引起過大之集電極電流，而可能損壞輸出晶體管。最好要防止此種過大電流。
在先有技術之一種驅動級中，驅動變壓器有一繞組耦合至輸出晶體管集電極電流之電流通路中。當輸出晶體管導通時的周期的一部分中，輸出晶體管之集電極電流以斜線上升方式增大。斜線上升之集電極電流經耦合變壓器以正反饋方式耦合回到輸出晶體管基極，結果產生斜線上升之基極電流。因為正反饋，集電極電流甚至此在上述過渡時間間隔中無正反饋性形下增加得更多。因而在使用此種正反饋時，在過渡時間間隔內最好對輸出晶體管之集電極電流加以限制。
本發明之偏轉電路包括至少在等待工作模式之后之過渡時間間隔及運行工作模式中產生輸入電源電壓之電源。在電源上耦合一電源電感。一偏轉繞組連接至一回掃電容器而在偏轉周期之回掃時間間隔形成一回掃諧振電路。第一控制信號是以與偏轉頻率相關之頻率產生的。響應第一控制信號且耦合至諧振電路和電源電感之第一開關晶體管在過渡時間間隔及運行工作模式時執行定期的切換工作。當切換工作發生時，在偏轉繞組內產生一偏轉電流而在電源電感中則產生一回掃脈沖電壓。第一開關晶體管之占空因數被加以控制而在過渡時間間隔中相對于運行工作模式時之間間隔而顯著地減小占空因數，如此即可提供軟啟動工作，而在過渡時間隔中可防止第一開關晶體管內之過大電流。
圖1包括圖1a與1b，顯示本發明的驅動電路實例，用以驅動輸出級之水平偏轉電路輸出晶體管。
圖2a至2d所示為圖1電路在正常工作及起動或過渡時間間隔中工作時之波形。
圖3a至3d所示為在各種狀況下啟動過程中圖1a的輸出晶體管集電極電流之波形。
圖1a所示為一驅動級100用以驅動電視接收機水平偏轉電路輸出級101之開關輸出晶體管Q2。圖1b中相控級102內之水平振蕩器，產生一輸出信號Vosc，其頻率處在2×fH頻率，約為32KHZ。信號Vosc經由射極跟隨器晶體管Q3耦合至驅動晶體管Q1之基極。頻率fH約為16KHZ，例如為NTSC標準之水平偏轉頻率。因此2×fH顯著地高于16KHZ。相控級102之振蕩器被自遙控接收機300所產生之圖1b之通/斷控制信號所控制。通/斷信號使圖1a中之晶體管Q1在信號通/斷“斷”狀態時于整個等候工作模式中持續接通，而使晶體管Q1保持持續導通狀態。
圖1a中晶體管Q1之集電極連接至耦合變壓器T1初級繞組W1之一端子。W1之另一端子則藉濾波電容器C1通地及經由一限流電阻器R1耦合至電壓源V+，使得電阻器R1與電容器C1形成一脈動濾波器。變壓器T1之次級繞組W2跨接于晶體管Q2基極/發射極結及電阻器R4上。接于繞組W2、電阻器R4與晶體管Q2發射極接點之接點端子101a系耦合至變壓器T1繞組W3之一端子，W3之另一端子則通地。
晶體管Q2之集電極與二極管D3串聯而耦合至水平偏轉電路103之傳統的阻尼二極管D2。電路103包括一水平偏轉繞組LH、一回掃電容器C4、一掃描電容器CS、一線性電壓器LIN及一緩沖電阻器R5，它們以公知方式耦合。圖1a之繞組LH例如代表三個水平偏轉繞組(未示出)，并聯至一投影電視接收機之三個陰極射線管。二極管D3防止反向集電極電流流入晶體管Q2及繞組W2或W3。
電源電壓B+經水平回掃變壓器T2之繞組T2a耦合至電路103。于回掃即回描期間，電路103形成一回掃諧振電路，它包括電容器C4、繞組LH和繞組LIN。在回描即回掃期間，變壓器T2各繞組中即產生回掃脈沖電壓而使諸如電容器CU等之濾波電容器充電而產生耦合至高壓陽極之電壓ULTOR。在掃描時間期間，電路103形成一掃描諧振電路，它包括掃描電容器CS及繞阻LH，在繞組T2a中之集極電流Ic2呈斜線上升(Upramping)。掃描期間，晶體管Q2導通，繞組T2c產生一掃描電壓，該電壓經過整流器D5耦合至電容器CT。在掃描期間整流器D5導通。電容器CT中產生+24V之電源電壓，加至接收機內之一負荷電路。為簡化電源電路，電壓B+與V+在等待與運行工作模式中均是以傳統方式產生的(未示出)。
圖2a至2d所示之實線部分用來說明圖1a與1b電路運行工作模式時之理想波形，虛線部分則是有關從等待工作模式到運行工作模式過渡時間之波形。圖2a至2d中之組件編號與圖1a與1b中相同。
在正常之運行工作模式中，圖1a中之驅動晶體管Q1因圖2a中之信號Vosc為正而導電，直至其使圖1a中之晶體管Q2變為不導通之時間T1時為止。晶體管Q1集電極電流IC1所供給的磁能被儲存于繞組W1中。當晶體管Q1被關斷時，在圖2a之時間間隔t1-t3期間，被儲存之磁能在圖1a之繞組W2內產生正向之晶體管Q2基極電流Ib2，電流Ib2足以使偏轉晶體管Q2接通而在圖2b時間t2之前使之保持飽和。
電流Ib2之波幅在前半個掃描之較后部分時間間隔t1-t2保持基本恒定，此系因為圖1a之繞組W2與W3被晶體管Q2基極/發射極結之低阻抗施加上重負荷。在時間t2，圖1a中偏轉繞組LH內之偏轉電流IH其極性顛倒。由于圖1電路103之偏轉繞組L中及回掃變壓器繞組T2a中之電流顛倒，在圖2c之時間t2之后集極電流IC2開始于晶體管Q2中以斜線上升方式流動。
如同發射極電流，流經圖1a之繞組W3之斜線上升的集極電流IC2經變壓器T1按各繞組W2與W3匝數比N∶N被變壓器耦合至晶體管Q2之基極。經變壓器耦合之電流Ic2在后半掃描期間在時間間隔t2-t3，當集極電流IC2斜線上升時提供斜線上升之晶體管Q2正向基極電流Ib2之主要部分。晶體管Q2之基極-發射極結在繞組W2上形成一極低之阻抗，因此變壓器T1內即有與理想電流互感器(Current transformer)工作相似之性能，而將繞組W3中之電流耦合至繞組W2。W2與W3間所需之匝數比系由晶體管Q2之電流增益hFE來決定。電流增益hFE之容限范圍為4與7。
與電流IC2成正比之斜線上升基極電流僅在圖2b之時間t2以后才于圖1a之繞組W2中感生出來。圖2c中經變壓器耦合之斜線上升電流IC2被加至由前述圖1a的變壓器T1中儲存磁能所提供之電流上而形成圖2b之斜線上升基極電流Ib2。在時間間隔t2-t3中，基極電流Ib2主要來自圖2c之電流IC2。圖2b中電流Ib2之變化率緊隨圖1a偏轉晶體管Q2基極電流之需求。晶體管Q2具有圖2c中斜線上升的集電極電流。晶體管Q2之截止系當圖1a中的晶體管Q1被切換至飽和時于圖2c中之時間t3開始，一如Bruno E.Hennig所提出之“視頻裝置的偏轉驅動器”之第481，426號美國專利申請中所述。
圖1b之通/斷信號系耦合至一通/斷晶體管開關Q4之基極。晶體管Q4之集電極經由一負載電阻器R10耦合至產生于齊納二極管Z12之正12V電壓VCC，此一電壓系在等待與運行工作模式中產生自V+電壓。在等待工作模式中，當晶體管Q4不導通時，晶體管Q4之集電極電壓STBY約為+9.5V。因此晶體管Q5在整個等待工作模式中均導通并使晶體管Q1接通，防止晶體管Q2中之切換工作。
以Motorola公司所生產的公知集成電路MC1391所制之相控級102自傳統的雙環路系統的鎖相環電路接收2xfH頻率同步信號SYNC，該環路由獲自視頻檢波器(未示出)脈沖而同步，級102亦接收變壓器T2中產生之反饋信號FLYBACK。級102產生信號OSC以形成雙環路系統的相控環路。
集成電路MC1391的端子M/S上VDC電壓之一部分系由串聯之電阻器R50與R60所組成之分壓器產生，端子M/S上的電壓VDC控制信號OSC之占空因數。串聯之電阻器R50與R60系接+12V電源電壓VCC與地之間而建立信號OSC之占空因數，在運行工作模式時此一占空因數大于一半。占空因數系由晶體管Q2導通時的信號OSC之給定周期中的那部分與整個周期長度之比來界定。電壓VCC系由齊納二極管Z12從電源電壓V+中所產生。該齊納二極管在等待與運行工作模式期間均產生電壓VCC，該電壓也激勵102級之集成電路1359。
按照本發明之裝置200，包括串聯之二極管CR1、電阻器R20與R40及二極管CR2，裝置200將僅在等待工作模式期間產生之電壓STBY耦合至級102的集成電路1391之輸入端子M/S。因而在輸入端子M/S上的占空因數控制電壓VDC較之正常運行工作模式時為大或更正。
當通/斷信號改變至“通”狀態而開始過渡時間間隔時，電壓STBY變為零，晶體管Q4導通，而使圖1a中之晶體管Q5不導通。因此而將信號OSC耦合至晶體管Q1之基極而晶體管Q2中之切換工作即開始。
過渡時間間隔開始之前，端子M/S上之電壓較之運行工作模式中為大而使信號OSC之占空因數基本上小于50%，例如8%。等待模式時被電壓STBY充電之電容器C10與電阻器R30形成裝置200之并聯裝置而連接于裝置200之電阻器R20與R40之間。
在實施本發明之特點時，過渡時間間隔開始時OSC信號之占空因數被裝置200加以控制而基本上比正常運行模式小;例如8%。如此做是為了減少晶體管Q2中之集電極電流IC2在過渡時間間隔中變為過大之可能，此一可能性系由于濾波電容器及其它電容性負荷(僅電容器CU與CT在圖中示出)在過渡時間間隔前已全部放電。因為過渡時間間隔開始時例如濾波電容器CT完全放電，而對變壓器T2實際上形成短路，直至電容器CT被充電為止。結果當晶體管Q2開始被接通時，繞組T2c中之電流iT2c值頗大。因繞組T2c與T2a間之緊密耦合，流于繞組T2a中之一部分電流IC2以高變化率增大。若晶體管Q2之占空因數較顯著，例如與在運行工作模式中的相同，電流IC2之峰值可能變為過高，例如有27A。
因為有經由變壓器T1之正反饋，基極電流Ib2即使在相當高之集電極電流值的情況下亦能承受晶體管Q2中之飽和狀態。有利的是，在一部分過渡時間間隔中，由裝置200使信號OSC的占空因數減小可減輕晶體管Q2中集電極電流變為過大之趨勢。因此藉助在過渡時間間隔中維持顯著地較小之OSC信號占空因數，使濾波電容器之充電時間較長，而使集電極峰值電流IC2可維持在小于24A之值，此為晶體管Q2可允許峰值電流。相比之下，在運行工作模式中電流IC2之峰值為9.5A。如此即可獲得軟啟動操作。
在過渡時間間隔中，電容器C10經由二極管CR1而與導通之晶體管Q4去耦。因此，電容器經由電阻器R30緩慢放電而保持足夠小之占空因數，直至例如電容器CT的濾波電容器充電為止。當電容器C10上之電壓下降時，端子M/S上之電壓VDC亦下降，而信號OSC與晶體管Q2之占空因數則遂漸上升。有利的是，當電容器C10上之電壓下降至使二極管CR2變為不導通的電平時，端子M/S上之電壓即處在由電阻器R50與R60所決定之運行模式的電平上。所以在運行工作模式時，裝置200對信號OSC之占空因數并無影響。
圖3a-3d所示各為在下述工作狀況下緊接著通/斷信號變至其“接通”狀態后之過渡時間間隔第一與隨后周期中，圖1a集電極電流IC2之波形。
圖3a與3b中之波形是R20值為470Ω時所獲得的(圖1b中無括弧之值)。在此情形下，為提供軟啟動工作，前述之信號OSC之8%占空因數系于過渡時間間隔開始時所獲得。
圖3c中之波形系電阻器R20值為10Ω而非470Ω時所獲得的(如圖1b括弧內之值)。結果圖3d中電流IC2之占空因數自一顯著地較小值漸漸上升。在此種裝置中，等待模式時并不產生圖1b之信號OSC。結果電流I之峰值為12A，甚至小于電阻器R20為470Ω時所獲之值22A。
圖1b中之二極管CR2若被除去，即會獲得圖3d中之波形，如此即無軟啟運特性。結果在過渡時間間隔中IC2之峰值為27A，不利的是顯得過高，其占空因數則大于50%。
權利要求
1.一種視頻顯示裝置之偏轉裝置，包括-輸入電壓源(B+)，至少在等待工作模式后之過渡時間間隔與運行工作模式中產生輸入電壓；-電源電感(T2a)，耦合至該電壓源；-偏轉繞組LH耦合至一回掃電容器(C4)，于偏轉周期之回掃時間間隔內形成一回掃諧振電路；以與偏轉頻率有關之頻率產生第一控制信號(Ib2)之裝置(Q3，Q1，T1)；-第一開關晶體管(Q2)，響應該第一控制信號且耦合至該諧振電路和電源電感，于過渡時間間隔及運行工作模式中執行定期切換工作，而于切換工作發生時在所述偏轉繞組中產生一偏轉電流(iH)且在所述電源電感中產生一回掃脈沖電壓；所述第一開關晶體管有一對耦合在所述編轉電流的電流通路中的主電流導通端(集電極一發射極)，其特征在于，響應通/斷控制信號(STBY)且耦合至第一開關晶體管之裝置(CR1，R30，R10，CR2，R50，R60)，用以控制第一開關晶體管占空因數而以相對于運行工作模式中之占空因數而減小過渡時間間隔中之占空因數，用以提供軟啟動操作，使得于過渡時間間隔中防止第一開關晶體管有過大之電流。
2.根據權利要求1之裝置，其特征在于一驅動變壓器(T1)，它具有第一繞組(W2)耦合至第一開關晶體管(Q2)之控制端(基極)及第二繞組(W3)響應第一開關晶體管所產生之信號而以對第一開關晶體管主電流導通端(集電極，發射極)中之電流(IC2)而言為正反饋方式產生第一控制信號(Ip2)之斜坡部分(掃描)。
3.根據權利要求2之裝置，其特征在于所述第一控制信號產生裝置(Q3、Q1、T1)包括一第二開關晶體管(Q1)，后者響應與偏轉頻率有關頻率之同步信號(VOSC)且有一主電流導通端(集電極)耦合至所述驅動變壓器(T1)之第三繞(W1)而在第三繞組中產生一切換電流(IC1)，該第三繞組經由驅動變壓器被變壓器耦合至第一開關晶體管(Q2)之控制端(Q2的基極)，以控制第一開關晶體管之切換。
4.根據權利要求1之裝置，其特征在于所述電源電感(T2a)包括回掃變壓器(T2)之第一繞組(T2a)，其中之回掃脈沖電壓(Vc2)經回掃變壓器之第二繞組(T2b)變壓器耦合至一整流器(D4)，該整流器對回掃脈沖電壓加以整流而在一負荷電路(LOAD、CT)中產生一輸出電源電壓。
5.根據權利要求4之裝置，其特征在于負荷電路(LOAD、CT)包括一電容負荷(CT)，后者在等待模式時放電而使在過渡時間間隔中該已放電之電容負荷形成一較之在運行模式中更重之負荷而造成第一開關晶體管中之電流有變為過大之趨勢，而占空因數控制裝置(102)則藉在過渡時間間隔中減小占空因數而減少第一開關晶體管主電流導通端內電流變為過大之趨勢。
6.根據權利要求1之裝置，其特征在于占空因數控制裝置(102)系耦合至第一控制信號產生裝置，而使第一控制信號(Ib2)之占空因數在過渡時間間隔變得較在運行工作模式中為小。
7.根據權利要求1之裝置，其特征在于占空因數控制裝置(102)包括一電容器(C10)，后者在等待模式中產生一電容器電壓(VDC)，該電壓在過渡時間間隔內按既定之方向改變(減小)且被耦合至第一控制信號產生裝置(102)而按照該電容器電壓之大小來控制第一控制信號(Ib2)之占空因數，使得在過渡時間間隔結束且該電容電壓到達預定之大小后，該占空因數即不再由該電容器來決定。
8.一種視頻顯示裝置之偏轉裝置，包括-輸入電壓源(B+)，至少在等待工作模式后之過渡時間間隔與運作工作模式其間產生輸入電壓;-電源電感(T2a)，耦合至該電壓源;-偏轉繞組(LH)耦合至一回掃電容器(C4)而在偏轉周期之回掃時間間隔內形成一回掃諧振電路(101);一個以與偏轉頻率有關之頻率產生第一控制信號之裝置(Q3，Q1，T1)-第一開關晶體管Q2，響應第一控制信號且耦合至該諧振電路及電源電感而在過渡時間間隔及運行工作模式中執行定期切換工作，以在交換工作發生時在偏轉繞組中產生一偏轉電流(IH)及在電源電感中產生一回掃脈沖電壓(VC2);所述第一開關晶體管有一對耦合在所述偏轉電流的電流通路中的主電流導通端(集電極、發射極)，其特征在于響應一通/斷控制信號(STBY)，用以產生第二控制信號(MC1391插腳8上的電壓)的裝置(CR1，R30，C10，CR2)，第二控制信號耦合至第一控制信號產生裝置而控制所述第一開關晶體管之占空因數，而相對于第二控制信號在第二電平(二極管CR2不導通)時運行工作模式中之占空因數顯著地減小當第三控制信號在第一電平時過渡時間間隔中之占空因數。
9.根據權利要求8之裝置，其特征在于第三控制信號產生裝置(CR1，R30，C10，CR2)在整個運行工作模式中均與第一控制信號產生裝置去耦。
10.根據權利要求8之裝置，其特征在于第三控制信號產生裝置(CR1，R30，C10，CR2)包括切換裝置，用以在過渡時間間隔中將第一電壓(VDC)耦合至第一控制信號產生裝置(102)之一端子(插腳8)，在運行工作模式中將第一電壓與該端子去耦，而至少在運行工作模式中將第二電壓(電阻器R50，R60之間的電壓)耦合至第一控制信號產生裝置之該端子。
全文摘要
一種水平振蕩器(102)，響應一通/斷控制信號而產生輸出信號，該輸出信號經由一驅動級(300)耦合至一水平偏轉輸出晶體管(Q2)之控制端(MC1391的插腳8)。在等待工作模式后之過渡時間間隔內，振蕩輸出信號(V
文檔編號G09G1/04GK1069378SQ92108680
公開日1993年2月24日 申請日期1992年7月14日 優先權日1991年7月15日
發明者R·J·格里斯 申請人:湯姆森消費電子有限公司